Aprimorando Confiabilidade de Potência: Adicionando Histérese a Undervoltage/Overvoltage Lockout

Divisores resistivos atenuam altas voltagens para um nível que circuitos de baixa voltagem podem acomodar sem serem sobrecarregados ou danificados. Em circuitos de controle de power path, divisores resistivos ajudam a configurar thresholds de undervoltage e overvoltage lockout da fonte de alimentação. Tais circuitos de qualificação de voltagem de suprimento são encontrados em sistemas automotivos, instrumentos portáteis alimentados por bateria, e placas de processamento de dados e comunicação.

Undervoltage lockout (UVLO) impede que o sistema eletrônico downstream opere com voltagens de suprimento anormalmente baixas, o que poderia causar mau funcionamento do sistema. Por exemplo, sistemas digitais podem se comportar erraticamente ou até travar quando sua voltagem de suprimento está abaixo da especificação. Quando a fonte de alimentação é uma bateria recarregável, undervoltage lockout previne danos à bateria devido a descarga profunda. Overvoltage lockout (OVLO) protege o sistema de voltagens de suprimento danosamente altas. Como thresholds de undervoltage e overvoltage dependem da faixa de operação válida do sistema, divisores resistivos são usados para configurar thresholds customizados com o mesmo circuito de controle. Histérese de threshold é necessária para obter uma função de lockout suave e livre de chatter mesmo na presença de ruído de suprimento ou resistência. Após discutir um circuito UVLO/OVLO simples, este artigo apresentará alguns métodos simples para adicionar histérese de threshold, necessária quando o valor padrão é insuficiente.

Circuito de Undervoltage e Overvoltage Lockout

A Figura 1 mostra um circuito de undervoltage lockout (sem histérese por enquanto). Ele tem um comparador com uma voltagem de referência positiva (V_T) em sua entrada negativa. O comparador controla um power switch que abre ou fecha o caminho entre a entrada da fonte de alimentação e o sistema eletrônico downstream. A entrada positiva do comparador conecta-se a um divisor resistivo da entrada. Se o suprimento é ligado e começa a subir de 0 V, a saída do comparador é inicialmente baixa, mantendo o power switch desligado. A saída do comparador dispara quando sua entrada positiva atinge V_T. Neste momento, a corrente no resistor inferior é V_T/R_B. A mesma corrente flui em R_T se o comparador não tem corrente de bias de entrada. Portanto, a voltagem de suprimento quando o comparador dispara é V_T + R_T × V_T/R_B = V_T × (R_B + R_T)/R_B. Este é o threshold UVLO de suprimento configurado pelo divisor resistivo. Por exemplo, um V_T de 1 V e R_T = 10 × R_B resulta em um threshold UVLO de 11 V. Abaixo deste threshold, a saída do comparador é baixa, abrindo o power switch; acima deste threshold UVLO, o switch fecha e o suprimento flui para alimentar o sistema. O threshold pode ser facilmente ajustado mudando a razão de R_B e R_T. O valor absoluto do resistor é definido pela quantidade de corrente de bias orçada para o divisor (mais sobre isso depois). Para configurar um threshold OVLO, apenas troque as duas entradas do comparador (por exemplo, veja o comparador inferior na Figura 2) de forma que uma entrada high-going force a saída do comparador baixa e abra o switch.

Figura 1. Undervoltage lockout de fonte de alimentação usando divisor resistivo, comparador e power switch. (Fonte: Analog Devices)

Embora não seja o foco deste artigo, o switch pode ser implementado com um MOSFET de potência N-channel ou P-channel. A discussão anterior assume um switch MOSFET N-channel que abre (alta resistência) quando sua voltagem de gate é baixa (por exemplo, 0 V). Para fechar completamente (baixa resistência) um MOSFET N-channel, a voltagem de gate deve ser maior que o suprimento pelo menos pela voltagem de threshold do MOSFET, requerendo uma charge pump. Controladores de proteção como LTC4365, LTC4367 e LTC4368 integram comparadores e charge pumps para驱动 N-channel MOSFETs enquanto ainda consomem corrente quiescente baixa. MOSFETs P-channel não requerem charge pump mas a polaridade da voltagem de gate é invertida; ou seja, uma voltagem baixa fecha enquanto uma voltagem alta abre um switch MOSFET P-channel.

Voltando aos divisores resistivos: uma string de 3 resistores configura ambos os thresholds de undervoltage e overvoltage lockout (Figura 2), economizando corrente de bias de um divisor vs. usar duas strings separadas de 2 resistores. O threshold UVLO é V_T × (R_B + R_M + R_T)/(R_B + R_M) enquanto o threshold OVLO é V_T × (R_B + R_M + R_T)/R_B. Um port AND combina a saída dos dois comparadores antes de enviá-la ao power switch. Portanto, o power switch fecha para alimentar o sistema quando a voltagem de entrada está entre os thresholds de undervoltage e overvoltage; caso contrário, o switch abre, desconectando o suprimento do sistema. Se consumo de corrente do divisor não for uma preocupação, divisores separados de undervoltage e overvoltage fornecem mais flexibilidade para ajustar cada threshold independentemente do outro.

Figura 2. Undervoltage e overvoltage lockout usando um único divisor resistivo. (Fonte: Analog Devices)

Undervoltage e Overvoltage Lockout com Histérese

Na Figura 1, se a fonte de alimentação sobe lentamente e tem ruído ou se o suprimento tem resistência inerente (como em uma bateria) que causa queda de voltagem com corrente de carga, a saída do comparador vai alternar high e low repetidamente conforme a entrada cruza seu threshold UVLO. Isso ocorre porque a entrada positiva do comparador repetidamente vai acima e abaixo do threshold V_T devido ao ruído de entrada ou queda devido à corrente de carga através da resistência do suprimento. Para circuitos alimentados por bateria, isso pode ser uma oscilação sem fim. Usar um comparador com histérese elimina este chatter, tornando a transição do switch mais suave. Como ilustrado na Figura 3, um comparador histerético apresenta thresholds diferentes para uma entrada rising (por exemplo, V_T + 100 mV) vs. falling (por exemplo, V_T – 100 mV). A histérese no nível do comparador é escalada por R_B e R_T para 200 mV × (R_B + R_T)/R_B no nível do suprimento. Se o ruído ou a queda na entrada do suprimento está abaixo desta histérese, o chatter é eliminado. Existem maneiras de adicionar ou aumentar histérese se a fornecida pelo comparador é ausente ou insuficiente. Todos esses métodos usam feedback positivo no tap do divisor — por exemplo, uma entrada rising do comparador salta mais alto quando o comparador dispara. Para simplicidade, as equações a seguir assumem nenhuma histérese intrínseca no comparador.

Figura 3. Adicionando histérese de threshold de undervoltage lockout com resistor do tap do divisor para a saída do power switch. (Fonte: Analog Devices)

Resistor do Divisor para Saída (Figura 3):

Adicione um resistor (R_H) do tap do divisor (a entrada positiva do comparador) para a saída do power switch. Quando o suprimento começa a subir de 0 V, a entrada positiva do comparador está abaixo de V_T e a saída do comparador é baixa, mantendo o power switch desligado. Assuma que a saída do switch está em 0 V devido à carga do sistema. Portanto, R_H está em paralelo com R_B para cálculo de threshold de entrada. O threshold de undervoltage rising de entrada é V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H), onde R_B || R_H = R_B × R_H/ (R_B + R_H). O switch liga acima deste threshold, conectando o suprimento ao sistema. Para calcular o threshold de undervoltage falling de entrada, R_H está em paralelo com R_T já que o switch está fechado, dando o threshold de undervoltage falling de entrada como: V_T × (R_B + (R_T || R_H))/R_B, onde R_T || R_H = R_T × R_H/(R_T + R_H). Se o comparador em si tivesse alguma histérese, substitua V_T com o threshold rising ou falling do comparador nas equações anteriores. Lembre do exemplo da Figura 1, com V_T = 1 V e R_T = 10 × R_B, onde tanto os thresholds rising quanto falling são 11 V na ausência de histérese do comparador ou R_H. Adicionando um R_H = 100 × R_B, como na Figura 3, dá um threshold de entrada rising de 11,1 V e um falling de 10,09 V; ou seja, uma histérese de 1,01 V. Este método não funciona para OVLO porque uma entrada rising desliga o power switch, causando R_H a puxar a entrada do comparador para baixo (o que liga o switch novamente) em vez de para cima.

Chaveando um Resistor (Figura 4):

Outro método de adicionar histérese é chavear um resistor que muda o valor efetivo do resistor inferior. O resistor chaveado pode ser em paralelo (Figura 4a) ou em série (Figura 4b). Considere Figura 4a: quando V_IN está baixo — digamos, 0 V — a saída do comparador (nó UV ou OV) está alta, ligando o MOSFET N-channel M1 e conectando R_H em paralelo com R_B. Assuma que a resistência on do M1 é ou negligenciável comparada a R_H ou está incluída no valor de R_H. O threshold de entrada rising é o mesmo da Figura 3: V_T × ((R_B || R_H) + R_T)/(R_B || R_H). Uma vez que V_IN está acima deste threshold, a saída do comparador é baixa, desligando M1 e desconectando R_H do divisor. Portanto, o threshold de entrada falling é o mesmo da Figura 1: V_T × (R_B + R_T)/R_B. Continuando nosso exemplo com V_T = 1 V, R_T = 10 × R_B, e R_H = 100 × R_B, o threshold de entrada rising é 11,1 V e o falling é 11 V; ou seja, R_H rende uma histérese de 100 mV. Este e os métodos seguintes podem ser usados para either undervoltage ou overvoltage lockout pois seu propósito depende de como a saída do comparador liga o power switch (não mostrado).

Figura 4. Adicionando histérese de threshold de undervoltage ou overvoltage lockout com resistor (a) shunt chaveado ou corrente e (b) resistor em série. (Fonte: Analog Devices)

A configuração da Figura 4b dá o threshold de entrada rising como V_T × (R_B + R_T)/R_B e o threshold de entrada falling como V_T × (R_B + R_H + R_T)/(R_B + R_H). R_H = R_B/10 na Figura 4, dando 11 V como threshold de entrada rising e 10,091 V como falling threshold — ou seja, 909 mV de histérese. Isso mostra que a configuração da Figura 4b precisa de um R_H muito menor para render uma histérese muito maior.

Chaveando uma Corrente (Figura 4a):

O resistor R_H da Figura 4a pode ser substituído por uma fonte de corrente I_H. Este método é usado nos controladores prioritizados LTC4417 e LTC4418. Quando V_IN está baixo, a saída high do comparador habilita I_H. No threshold de entrada rising, a entrada negativa do comparador está em V_T. Portanto, a corrente em R_T é I_H + V_T/R_B, resultando no threshold rising como V_T + (I_H + V_T/R_B) × R_T = V_T × (R_B + R_T)/R_B + I_H × R_T. Uma vez que V_IN está acima deste threshold, I_H é desligado pela saída low do comparador. Portanto, o threshold falling é o mesmo da Figura 1: V_T × (R_B + R_T)/R_B, e a histérese de threshold de entrada é I_H × R_T.

Corrente de Bias do Divisor Resistivo

As equações anteriores assumiram que a corrente de bias de entrada do comparador é zero enquanto os exemplos apenas consideraram razões de resistores em vez de valores absolutos. Entradas de comparador têm tanto voltagem de offset de entrada (V_OS), inacurácia de referência (que pode ser agrupada com V_OS), e corrente de bias ou leakage de entrada (I_LK). A suposição de zero leakage funciona se a corrente de bias do divisor, V_T/R_B no ponto de trip da Figura 1, é muito maior que o leakage de entrada. Por exemplo, uma corrente de divisor 100 vezes a corrente de leakage de entrada mantém erro de threshold causado por leakage abaixo de 1%. Outro método é comparar o erro de threshold induzido por leakage ao da voltagem de offset. As não-idealidades do comparador mudam a equação de threshold de undervoltage de entrada da Figura 1 para: (V_T ± V_OS) × (R_B + R_T)/R_B ± I_LK × R_T (similar à equação anterior de corrente histerética), que pode ser reescrita como (V_T ± V_OS ± I_LK × R_B × R_T/(R_B + R_T)) × (R_B + R_T)/R_B. O leakage de entrada aparece como erro na voltagem de threshold do comparador e este erro pode ser minimizado em relação à voltagem de offset — ou seja, I_LK × (R_B || R_T) < V_OS, pela seleção apropriada de resistores.

Como exemplo, o controlador de proteção undervoltage e overvoltage LTC4367 tem ±10 nA leakage máximo para pinos UV e OV enquanto o comparador de threshold 500 mV do pino UV/OV tem voltagem de offset ±7,5 mV (±1,5% de 500 mV). Orçando um erro de threshold causado por leakage de ±3 mV (±0,6% de 500 mV, ou menos da metade do offset de 7,5 mV) dá R_B || R_T < 3 mV/10 nA = 300 kΩ. Para configurar um threshold de undervoltage de entrada de 11 V com threshold de comparador de 0,5 V requer R_T = R_B × 10,5 V/0,5 V = 21 × R_B. Portanto, R_B || R_T = 21 × R_B/22 < 300 kΩ, dando R_B < 315,7 kΩ. O valor padrão 1% mais próximo para R_B é 309 kΩ, resultando em R_T de 6,49 MΩ. A corrente de bias do divisor no ponto de trip é 0,5 V/309 kΩ = 1,62 µA, que é 162 vezes a corrente de leakage de 10 nA. Este tipo de análise é importante quando se minimiza a corrente do divisor sem aumentar erro de threshold devido à corrente de leakage de entrada do comparador.

Conclusão

Divisores resistivos permitem ajuste fácil de thresholds de undervoltage e overvoltage lockout de fonte de alimentação com o mesmo circuito de controle baseado em comparador. Ruído de suprimento ou resistência requer histérese de threshold para prevenir chattering de power switch ligando e desligando conforme o suprimento cruza o threshold. Alguns métodos diferentes para implementar histérese de undervoltage e overvoltage lockout foram mostrados. O princípio essencial é ter algum feedback positivo no tap do divisor quando o comparador dispara. Ao adicionar ou aumentar histérese de protection controller ICs, alguns métodos dependem da disponibilidade da saída do comparador ou sinal similar nos pinos de saída do IC. Ao escolher valores de resistores, deve-se cuidar que o leakage de entrada do comparador não se torne fonte dominante de erro de threshold. Um conjunto abrangente de equações relacionadas, incluindo as deste artigo, foi implementado em uma planilha disponível para download.

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