Projetando um Módulo de Potência Flyback Compacto para Leitores RFID

A tecnologia de fonte de alimentação chaveada testemunhou um desenvolvimento em direção a miniaturização, alta frequência e alta eficiência com o desenvolvimento de chips altamente integrados nos últimos anos. Chips de controle altamente integrados fazem os componentes periféricos requeridos tornarem-se simplificados, já que é relativamente fácil projetar uma fonte de alimentação chaveada dependendo do software de design. No entanto, o problema de alta integração leva a baixa liberdade de design, baixa disponibilidade de chips e baixo preço. Software de design desenvolvido por cada fabricante é apenas capaz de simular alguns tipos de chips peculiares. Na aplicação prática, é crucial projetar uma fonte de alimentação chaveada compatível com demandas do produto com excelentes condições de funcionamento. Baseado no requisito de módulo de potência para RFID, uma fonte de alimentação chaveada é projetada com uma tensão de 220 VCA para 0,5 VCC e uma dimensão de 88 mm × 70 mm. Como a corrente de funcionamento está próxima de 1,5 A no processo de leitura de tags, a corrente de saída máxima da fonte de alimentação chaveada projetada é definida como 3 A.

No design de miniaturização com potência de saída relativamente baixa, de acordo com a teoria de Erickson R W, a disponibilidade do interruptor de potência do flyback de fonte de alimentação chaveada que é 0,385 é mais que 0,353 que usa o tipo de choque normal, ponte completa e meia ponte. Portanto, a estrutura do conversor flyback é escolhida. Levando em consideração as vantagens do design de realimentação e controlador de modo de corrente, o chip de controle PWM de modo de corrente UC3842 é escolhido.

Na fonte de alimentação chaveada aplicando o chip UC3842, o design de circuito periférico é relativamente fácil. A estrutura de controle PWM de modo de corrente elimina o polo duplo trazido pela indutância no loop para efetivamente simplificar o design do loop de realimentação. Estilo de realimentação de terminal de saída é aplicado consistindo de tubo estabilizador de tensão TL431 e optoacoplador. No design baseado em UC3842, designers tendem a projetar independentemente cada módulo na estrutura flyback, enfatizando design de circuito adjacente e circuito de realimentação, com outro design de circuito negligenciado. Por exemplo, de acordo com o teorema do elemento extra do Dr. Middlebrook, a impedância de entrada do filtro de entrada tem que ser muito menor que a impedância de entrada do conversor. Caso contrário, flutuação possivelmente ocorre no circuito. Este design discute cuidadosamente design de circuito adjacente, como design de circuito de filtro de entrada, compensação de rampa e design de circuito de terra. Esquema de design é determinado através de simulação Saber e sua compatibilidade com requisito e estabilidade através de depuração com RFID.

Teoria Básica de Fonte de Alimentação Chaveada Flyback

A teoria básica de design de fonte de alimentação é transformar VCA em VCC para a fonte de alimentação para chip CI mudando CC para CA de alta frequência, que então muda em saída CC. Realimentação estabiliza tensão de saída da amostra de saída CC e entrada controle de interruptor CI. A teoria da fonte de alimentação chaveada é ilustrada na Figura 1.

Estrutura de malha fechada dupla de modo de corrente é aplicada no conversor de controle de fonte de alimentação chaveada flyback. A característica do conversor flyback reside no fato de que na condição fechada do tubo de comutação, a energia de indutância dentro das bobinas em um lado do transformador fornece energia para o portador através de diodo retificador, enquanto na condição aberta do tubo de comutação, energia é armazenada dentro da bobina do transformador e a saída é fornecida pela energia armazenada dentro do capacitor de saída. O diagrama esquemático do conversor flyback é ilustrado na Figura 2.

Quando a tensão detectada por resistores de detecção de saída R₁ e R₂ é menor que a tensão de referência V_ref, o erro sobe através do amplificador de erro com o tubo de comutação Q₁ aberto. A indutância e corrente primárias do transformador sobem pela inclinação de (V_g - V_on)/L_m. Resistor de amostragem R_s muda indutância e corrente primárias em tensão de amostragem. Baseado na comparação entre a tensão de amostragem no resistor de amostragem R_s e tensão de erro, quando a tensão no resistor de amostragem R_s sobe para o valor que é maior que a tensão de erro, nível baixo será emitido e o tubo de comutação é fechado até a vinda do próximo clock. Fonte de alimentação chaveada flyback não precisa de indutor de potência de saída e indutor do transformador pode ser diretamente aplicado para potência, apresentando uma estrutura topológica simples. Circuito de controle depende principalmente de chip PWM de modo de corrente UC3842 e circuito periférico.

Chip PWM de Modo de Corrente UC3842

O CPU de controle aplicado neste design é chip PWM UC3842 no modo de frequência fixa e corrente, integrando componentes cruciais de controle como oscilador, amplificador de erro, comparador PWM e gatilho SR. Este chip apresenta a funcionalidade de proteção de sub-tensão e sobrecorrente com um modo de saída de totem pole, frequência de funcionamento de 500 kHz, corrente de partida menor que 1 mA e a corrente de saída máxima de 1 A.

As funções dos pinos são diferentes umas das outras. Pino 7 é para fonte de alimentação. Quando a tensão é maior que o limiar de início lento de 16 V, o gatilho Schmitt emite nível alto. Regulador de tensão fornece tensão de referência de 5 V ao pino 8 e quando a tensão é menor que 10 V, o gatilho Schmitt emite nível baixo com sub-tensão travada. Tubo estabilizador interno limita a tensão de entrada máxima dentro de 36 V. Energia é fornecida a C_t pelo pino 4 através de circuito RC externo e pelo pino 8 através de resistor R_t e C_t determina a frequência do oscilador através de fonte de corrente interna gerando eletricidade. Pino 2 é a entrada inversora do amplificador de erro enquanto pino 1 é a saída do amplificador de erro para fornecer compensação. Pino 3 é o pino de detecção de corrente, determinando o ciclo de trabalho através da saída do amplificador de erro e quando a tensão do pino 3 é maior que 1 V, o fluxo de corrente é fechado. Pino 6 fornece modo de saída totem pole com a corrente de funcionamento máxima de 1 A, acelerando o fechamento do tubo de comutação.

Design de Controle de Fonte de Alimentação Chaveada Flyback

O diagrama esquemático da parte de controle é exibido na Figura 3 abaixo. A parte de controle do conversor flyback é majoritariamente integrada dentro do chip UC3842 e apenas alguns componentes externos podem implementar a função de controle requerida. O principal módulo de função de controle inclui circuito de partida, design de frequência, circuito de proteção, circuito de acionamento e compensação de rampa.

• Circuito de partida e design de frequência

O circuito de partida fornece tensão de partida do pino 7 de mais de 16 V. Quando o sistema inicia, a energia é fornecida ao pino 7 por enrolamento auxiliar. A frequência de funcionamento deste sistema é determinada por capacitor e resistor de temporização entre o pino 8 e o pino 4. A tensão de referência de 5 V do pino 8 fornece energia ao capacitor C₁₅ através do resistor R₉. O capacitor C₁₅ então gera onda dente de serra através de fonte de corrente interna gerando eletricidade, cujo intervalo de tempo determina o tempo morto do chip emitindo PWM. Para garantir o desempenho, o tempo morto deve ser menor que o período de oscilação em 5%. Baseado no diagrama de sequenciamento temporal, pode ser obtido que C₁₅ é 3,3 nF e frequência de funcionamento 47 kHz. De acordo com a fórmula f_osc = 1,7/(R_ref × C₁₅), o valor de R₉ é 11 kΩ.

• Circuito de dobra de corrente

O circuito de dobra de corrente do chip transforma corrente de indutor na borda primária na tensão de saída do amplificador de tensão e erro implementada por comparador PWM através de resistor de detecção de sobrecorrente. Quando a tensão do pino 3 é maior que 1 V, a saída quebra. Corrente de pico do indutor deve ser 1 A e o valor do resistor de detecção de corrente R₁₃ deve ser 1 Ω. Para prevenir o desligamento por erro liderado pelo pico de corrente do indutor da borda primária do transformador, R₁₁ e C₁₄ são acessados para filtrar o pico e a corrente de pico é aproximadamente centenas de nanossegundos. Na condição que R11 deve ser 1k e C14 500 pF, a constante de tempo τ = RC = 500 ns.

• Circuito de acionamento do tubo MOS

O circuito de acionamento do tubo MOS é responsável pela excelente forma de onda de PWM, especialmente a borda de queda. A conexão em série entre o pino de saída 6 e o resistor de série do gate R₆ diminuirá a flutuação parasita de alta frequência causada pela capacitância de entrada do tubo MOS e qualquer indutância de chumbo em série no circuito. Para garantir a forma de onda PWM de comutação do tubo MOS, o valor de R₆ é sempre pequeno na faixa de dezenas a vintenas de ohm. O valor de R₈ deve ser 15 kΩ como resistor de sangria do gate do tubo MOS.

• Compensação de rampa

No controle de modo de corrente de pico, o valor de pico da corrente do indutor é constantemente definido enquanto o valor médio da corrente do indutor não é. A mudança do ciclo de trabalho mudará a corrente média e o anel interno de controle de corrente de pico garante o valor de pico da corrente do indutor, mas falha em controlar o valor médio correto da corrente do indutor compatível com a tensão de saída, levando à mudança constante da tensão de saída. Quando o ciclo de trabalho é maior que 50%, a flutuação da corrente do indutor gerará oscilação. Neste design, compensação de rampa é requerida. A aplicação de compensação de rampa superior refere-se a um empilhamento de tensão de inclinação positiva em sinais de amostra de corrente. Compensação capacitiva é aplicada neste design com um C₅₁ de 100 pF adicionado entre o pino 3 e o pino 4 e o sinal de oscilação do oscilador fornece energia a C₅₁ e pino 3 através do capacitor. Com este tipo de compensação de rampa, a capacitância é relativamente pequena com uma ordem de pF para evitar atrair a corrente do oscilador e gerar tensão negativa muito grande no pino 3.

Design de Circuito Periférico de Fonte de Alimentação Chaveada Flyback

• Design de circuito para EMI e filtro retificador

Para filtrar a interferência de rede de energia de alta frequência para dispositivos e a influência de chaveamento de alta frequência para a rede de energia, o circuito de filtro EMI deve ser acessado pelo nível de entrada. O diagrama de circuito de onda de filtro EMI comum é mostrado na Figura 4.

C₁ é conectada na porta de entrada da rede de energia, enquanto C₂ está com a porta de entrada do dispositivo para eliminar interferência de modo diferencial. L compartilha a mesma direção com choke de modo comum para filtrar interferência de modo comum, enquanto C₁₆ e C₁₇ são conectados com terra para filtrar interferência de modo comum.

A corrente de vazamento de C₁₆ e C₁₇ é calculada conforme a fórmula: . Para dois capacitores idênticos, a amplitude da corrente de vazamento deve conformar-se à fórmula: , na qual f refere-se à frequência da rede de energia com o valor de 50 Hz, C refere-se à capacitância total de 4400 pF para terra, e V refere-se à tensão de terra de 110 V. Portanto, o valor de I_leak é 0,15 mA, que é compatível com a corrente alternada com o valor válido de 220 VCA após EMI compatível com padrão de segurança. A amplitude é , enquanto a saída VCC é . A tensão de ruptura reversa do diodo deve atender ao seguinte requisito: . C refere-se à capacitância de filtro enquanto R_L refere-se à carga. Quanto maior a constante de tempo R_LC e mais suave a capacitância, melhor será o efeito do filtro. O diodo 1N4007 com alta tensão de suportar é escolhido.

• Oscilação trazida pela impedância de saída do filtro e impedância de entrada do conversor

A incompatibilidade entre a impedância de entrada do conversor e a impedância de saída do filtro possivelmente leva a oscilação também. A impedância de entrada do conversor do sistema de loop pode ser considerada como um resistor negativo (). O filtro é filtro LC e a função de transferência pode ser obtida com ESR de indutância e capacitância.

A impedância de entrada do conversor de sistema de oscilação constante deve conformar-se à fórmula: .

Portanto, apenas se a impedância de entrada do conversor de loop for menor que a impedância de saída de oscilação de filtro calculada, o coeficiente de amortecimento da função de transferência será valor positivo que se tornará estável para reduzir oscilação. Caso contrário, o circuito flutuará.

• Design de circuito snubber

Para prevenir o tubo de frequência de ser destruído como resultado de sobretensão de desligamento, o circuito snubber RCD de borda primária tem que ser montado no transformador. A porta de saída quebra o diodo de saída para prevenir quebra dura com circuito snubber de saída adicionado, ilustrado na Figura 5.

No processo de quebra do tubo MOS, a corrente da borda primária i_d fornece energia à capacitância de fonte de vazamento parasita através da fonte de vazamento primária do transformador. Esta tensão de alta frequência pode fazer a tensão no tubo de comutação exceder a tensão de suportar e quebrar o tubo de comutação, então um circuito snubber RCD é adicionado para fornecer um caminho de derivação de tensão. Diodo de recuperação rápida FR107 com alta tensão de suportar é escolhido, resistor RCD 5 kΩ e capacitância 3300 pF.

Quando a entrada está aberta com o tubo MOS aberto, a tensão adicionada no diodo Schottky de saída () e a quebra dura do tubo MOS leva à quebra do diodo. Com circuito snubber RC adicionado, a tensão no diodo Schottky V_D = V_O + I_O × R₃. O tempo de abertura do 2SK792 do tubo MOS é 55 ns, a tensão de suportar reversa do diodo Schottky SB540 é 60 V, a saída V_O é 5 V e a corrente máxima é 3 A. Portanto, a resistência equivalente do circuito snubber máximo é 18,33 Ω e (). Quando R é 18 Ω e C é 560 pF, a resistência série equivalente é 18,06 Ω.

• Design de circuito de saída

A retificação é implementada pela parte de saída através de diodo Schottky e a filtragem aplica capacitor com baixo ESR com capacitor equivalente ESR reduzindo a saída, mostrado na Figura 6.

Circuitos de amostragem de saída são obtidos através de tensão diferencial de R₅ e R₁₂ e o valor de R₁₂ é determinado com referência da corrente do terminal de saída do TL431 que é 1,5 µA. Para evitar a corrente influenciando a razão de tensão diferencial e ruído, a corrente através do resistor R₁₂ deve ser mais de 100 vezes a corrente de entrada do TL431. Rlow < 2,5/150 µA = 16,6 kΩ. Como a corrente de funcionamento do TL431 está na faixa de 1 mA a 100 mA, quando a corrente de R₅ é quase 0, a corrente de 1 mA é fornecida ao TL431 por R₁₄ (R₁₄ < U_f/1 mA). Baseado no manual do PC817B, U_f = 1,15 V, o valor de R₁₄ pode ser 1 kΩ, já que seu valor deve ser menor que 1,15 kΩ.

Baseado nas curvas de características de transistor no PC817B, quando a corrente direta do transistor é aproximadamente 7 mA, o valor de I_C é 7 mA também e a tensão do emissor é linear dentro de uma categoria relativamente ampla com uc3842 comp linear. O CTR no PC817B está na faixa de 1,3 a 2,6. Quando o valor de I_C é 7 mA, com a pior situação considerada, o valor de CTR é 1,3. A corrente máxima fluindo através do LED é requerida a ser I_f = I_C/1,3 = 5,38 mA, R₄ < (5 - U_ka - U_f)/5,38 mA = (5 - 1,15 - 2,5)/5,38 mA = 250 Ω. A corrente máxima que o TL431 pode suportar é 150 mA, enquanto a corrente máxima que o PC817 pode suportar é 50 mA. Portanto, a corrente máxima que R₄ fornece é 50 mA com R₄ > (5 - 1,15 - 2,5)/50 mA = 27 Ω. Então a faixa de R₄ está entre 27 Ω e 250 Ω, com o valor de 150 Ω selecionado.

• Design de circuito de terra

Transformador é aplicado para isolador de terra entre terra fria e quente na fonte de alimentação chaveada. A terra quente na borda primária do transformador pode ser formada em loop através de rede elétrica e o transformador secundário refere-se ao loop formado por terra fria e terra. Capacitor de segurança Y é escolhido por C₁₆ e C₁₇ para conectar linha zero e linha de fase ao terra do chassi para filtrar interferência de modo comum. Capacitor C₁₈ entre terra quente e terra fria transforma ruído no lado secundário do transformador em curto-circuito primário para reduzir onda eletromagnética de radiação.

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