Uma referência de voltagem sem resistor de baixa potência em nanoescala com alto PSRR

Resumo

Neste artigo, é apresentada uma referência de tensão de sublimiar sem resistor de nanowatt com alta taxa de rejeição de fonte de alimentação (PSRR). Um divisor de tensão MOS auto-polarizado é proposto para fornecer corrente de polarização para toda a referência de tensão, que é uma corrente de coeficiente de temperatura positivo (TC) contendo características de tensão de limiar. Ao injetar a corrente gerada em um transistor com uma tensão de limiar diferente, uma tensão de limiar delta com um TC negativo muito reduzido é realizada e compensada pela temperatura por um item de TC positivo gerado ao mesmo tempo. Portanto, uma referência de tensão estável à temperatura é alcançada no método compactado proposto com baixo consumo de energia e alto PSRR. Os resultados da verificação com a tecnologia CMOS de 65 nm demonstram que a tensão de alimentação mínima pode ser tão baixa quanto 0,35 V com um ² de 0,00182 mm área ativa. A tensão de referência gerada é de 148 mV, com um TC de 28 ppm / ° C para a faixa de temperatura de -30 a 80 ° C. A sensibilidade da linha é de 1,8 mV / V, e o PSRR sem nenhum capacitor de filtragem a 100 Hz é de 53 dB com consumo de energia de 2,28 nW.

Introdução

A referência de tensão é um dos módulos principais em sistemas eletrônicos, amplamente utilizado em eletrônica médica, gerenciamento de energia, sensores ambientais sem fio e circuitos de comunicação. Como a tensão de alimentação dos sistemas eletrônicos continua diminuindo com o aprimoramento da tecnologia, os requisitos para uma referência de tensão de baixa potência com tecnologia em nanoescala estão aumentando criticamente [1, 2].

As referências de tensão convencionais são baseadas em um circuito de referência de bandgap (BGR), que é uma soma ponderada de V _BE e tensão térmica [3, 4]. No entanto, devido ao comportamento não linear da temperatura de V _BE , é essencial usar abordagens de compensação de curvatura para melhorar a precisão do BGR [5, 6]. Outra desvantagem do BGR é o consumo de energia. O V _BE está em torno de 0,7 V sem diminuir com a melhoria do processo, o que restringe absolutamente a tensão de alimentação. Isso torna os BGRs inadequados para aplicações de baixa voltagem e nanoescala.

A fim de alcançar a operação de baixa potência, referências de tensão de sublimiar apenas MOS são gradualmente adotadas [7,8,9,10]. Como os transistores em uma região de inversão fraca têm vantagens inerentes em aplicações de baixa potência com corrente bastante pequena, o consumo de energia das referências de voltagem relativa pode ser reduzido de forma eficaz. Além disso, como as características do transistor de efeito de campo semicondutor de óxido metálico (MOSFET) são consistentes com a melhoria do processo, a referência de tensão baseada no MOSFET é mais adaptável a tecnologias avançadas. Além disso, o uso de resistores também deve ser evitado em aplicações de baixa potência. Uma vez que a corrente na referência de tensão é geralmente inversamente proporcional ao valor da resistência, a dissipação de baixa potência significa resistores de alta resistência [10], que podem induzir um grande ruído ocupando uma grande área do chip.

A taxa de rejeição da fonte de alimentação (PSRR) é outro parâmetro importante de referência de tensão. As soluções convencionais para melhorar o PSRR custam a área do chip e o consumo de energia, como amplificadores adicionais [11], transistores de canal longo [12], estruturas de cascode e estágio de ganho adicional [13].

A fim de superar os problemas mencionados acima, uma referência de tensão subliminar sem resistor sem resistor baseada em MOSFET de nano watt com alto PSRR é proposta neste resumo, que é adequada para tecnologia avançada, como processo em nanoescala. Um divisor de tensão MOSFET auto-polarizado para intensificação de PSRR é adotado na referência de tensão proposta, que pode gerar uma corrente de coeficiente de temperatura positivo (TC) contendo características de tensão de limiar. A corrente serve como correntes de polarização para toda a referência de tensão. Além disso, a tensão limite embutida na corrente de polarização é reproduzida pela injeção de corrente de polarização no MOSFET com diferentes tensões de limite no papel. Com o método proposto, uma tensão de limiar delta ( ∆V _TH ) com TC negativo muito reduzido. Além disso, um item ponderado proporcional à temperatura absoluta (PTAT) também é obtido, enquanto uma soma ponderada de ∆V _TH e a tensão PTAT é realizada ao mesmo tempo. Devido ao cancelamento mútuo do TC de duas tensões limite diferentes, a tensão PTAT necessária pode ser bastante reduzida para compensação de temperatura. Por este método, uma referência de tensão sem resistor somente MOSFET é alcançada por uma estrutura compactada com baixo consumo de energia.

Método

Conforme mostrado na Fig. 1, a referência de tensão proposta é composta por um circuito de inicialização, um gerador de corrente auto-polarizada e um V _REF circuito de geração. Todos os MOSFETs de canal n são um semicondutor de óxido metálico do tipo N de tensão de limite médio (NMOS mvt). MP4 é um semicondutor de óxido metálico do tipo P de transistor de tensão de alto limiar (hvt PMOS), e os outros MOSFETs de canal p são PMOS de tensão de limiar médio (mvt PMOS). Todos os transistores mostrados na Fig. 1 operam na região de subliminar, exceto aqueles no circuito de inicialização.

Esquema da referência de tensão proposta

Circuito de inicialização

O circuito de inicialização consiste em MP5, MP6 e MN4. No início de um estágio de inicialização, o potencial de porta do MP6 é baixo e o MP6 é ativado. A corrente gerada pelo MP6 faz o potencial de porta de MN1 e MN2 aumentar, e todo o circuito começa a funcionar. Ao mesmo tempo, o MP5 carrega o capacitor de inicialização, MN4. Com o procedimento de carregamento do MN4, o transistor MP6 é gradualmente desligado, o que faz com que o circuito de inicialização seja interrompido do núcleo da referência de tensão proposta sem dissipação de energia adicional. Por este método, a referência de tensão proposta pode funcionar em um ponto operacional desejado, evitando um ponto de degeneração.

Gerador de corrente auto-polarizada

A parte do meio na Fig. 1 é um gerador de corrente auto-polarizada, que é baseado em um divisor de tensão apenas MOSFET. A corrente de polarização com TC positivo para toda a referência de tensão é gerada nesta parte, que é relevante para a tensão de limiar média do NMOS. A característica única da corrente de polarização apresentada é adotada para realizar a referência de tensão proposta de forma conveniente, que será analisada na seção “Método”.

No que diz respeito à característica de tensão de corrente de um transistor na região do subliminar, a corrente de drenagem do transistor no subliminar torna-se quase independente de V _DS com V _DS> 4 V _T , onde V _T =kT / q é a tensão térmica, k é a constante de Boltzmann, q é a carga elementar, e T é a temperatura absoluta. Portanto, a corrente pode ser expressa como:
$$ {I} _ {\ mathrm {D}} ={SI} _ {\ mathrm {SQ}} \ exp \ left (\ frac {V _ {\ mathrm {GS}} - {V} _ {\ mathrm { T} \ mathrm {H}}} {mV _ {\ mathrm {T}}} \ right) $$ (1)
onde S =W / L é a proporção da imagem, m é o fator de inclinação de sublimiar, V _TH é a tensão limite, e I _SQ representa a corrente específica e é apresentado por:
$$ {I} _ {\ mathrm {SQ}} =\ mu {C} _ {\ mathrm {OX}} \ left (m-1 \ right) {V_T} ^ 2 $$ (2)
onde μ é a mobilidade da portadora e C _OX é a capacitância do óxido por unidade de área.

Portanto, as correntes através do divisor de tensão apenas MOSFET, formado por MN1, MN2 e MN3, podem ser expressas da seguinte forma:
$$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 1} ={S} _ {\ mathrm {MN} 1} {I} _ {\ mathrm {SQN}} \ exp \ left ( \ frac {V _ {\ mathrm {GS} \ _ \ mathrm {MN} 1} - {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HN}}} {mV _ {\ mathrm {T}}} \ right) $$ (3) $$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 2} ={S} _ {\ mathrm {MN} 2} {I} _ {\ mathrm {SQN}} \ exp \ left (\ frac {V _ {\ mathrm {GS} \ _ \ mathrm {MN} 2} - {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HN}}} {mV _ {\ mathrm {T} }} \ right) $$ (4) $$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 3} ={S} _ {\ mathrm {MN} 3} {I} _ {\ mathrm {SQN}} \ exp \ left (\ frac {V _ {\ mathrm {GS} \ _ \ mathrm {MN} 3} - {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HN}}} {mV_ { \ mathrm {T}}} \ right) $$ (5)
onde eu _SQN é a corrente específica de NMOS e V _THN é a tensão limite do NMOS.

Uma vez que as relações de aspecto de MN2 e MN3 são iguais e I _{D_MN2} =eu _{D_MN3} , V _{GS_MN2} = V _{GS_MN3} é garantido. Isso torna V _{GS_MN1} =2 V _{GS_MN2} . Além disso, os transistores PMOS formam os espelhos de corrente e definem as relações de corrente K ₁ =S _MP1 / S _MP2 e K ₂ =S _MP3 / S _MP2 . A relação das correntes de drenagem entre MN1 e MN2 pode ser expressa como:
$$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 1} ={K} _1 {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 2} $$ (6)
Combinado com Eqs. (3) - (6), o V _{GS_MN2} e eu _{D_MN2} pode ser dado por:
$$ {V} _ {\ mathrm {GS} \ _ \ mathrm {MN} 2} ={mV} _ {\ mathrm {T}} \ ln \ left (\ frac {K_1 {S} _ {\ mathrm { MN} 2}} {S _ {\ mathrm {MN} 1}} \ direita) $$ (7) $$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 2} ={S} _ {\ mathrm {MN} 2} {I} _ {\ mathrm {SQN}} \ exp \ left (\ ln \ frac {K_1 {S} _ {\ mathrm {MN} 2}} {S _ {\ mathrm {MN } 1}} - \ frac {V _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HN}}} {mV _ {\ mathrm {T}}} \ right) $$ (8)
Para conveniência da análise, a Eq. (8) pode ser abreviado como:
$$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MN} 2} ={aT} ^ {2- {n} _1} \ exp \ left (b- \ frac {V _ {\ mathrm {T } \ mathrm {HN}}} {mV _ {\ mathrm {T}}} \ right) $$ (9)
onde a =S _MN2 μ _{n 0} C _OX ( m - 1) ( k / q ) ² e b = ln ( K ₁ S _MN2 / S _MN1 ) são independentes da temperatura, μ _{n 0} é um fator de mobilidade da portadora independente da temperatura e n ₁ é o expoente absoluto da temperatura termo da mobilidade do portador, que geralmente é em torno de 1,5.

Conforme mostrado na Eq. (9), tensão de limiar V _THN é complementar à temperatura absoluta (CTAT), enquanto a tensão térmica V _T é proporcional à temperatura absoluta (PTAT). Conforme a temperatura aumenta, V _THN / ( mV _T ) irá reduzir, de modo que as características de corrente positiva da corrente de polarização serão aprimoradas.

Por este método, uma corrente de polarização TC positiva é alcançada pela estrutura apenas MOSFET, que carrega as características da tensão de limiar NMOS.

V _REF Circuito Gerador

O V _REF O circuito gerador é mostrado na parte direita da Fig. 1, que é formado apenas por dois transistores, MP3 e MP4. Devido à operação da região subliminar, I _{D_MP4} pode ser escrito como:
$$ {I} _ {\ mathrm {D} \ _ \ mathrm {MP} 4} ={S} _ {\ mathrm {MN} 4} {I} _ {\ mathrm {SQP}} \ exp \ left ( \ frac {\ mid {V} _ {\ mathrm {GS} \ _ \ mathrm {MP} 4} \ mid - \ mid {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HP}} \ mid} {mV_ {\ mathrm {T}}} \ right) $$ (10)
onde eu _SQP é a corrente específica de PMOS e V _THP é o V _TH de PMOS.

Desde eu _{D_MP4} =K ₂ eu _{D_MN2} , as características da tensão de limiar NMOS, V _THN , pode ser transferido para o nó de saída e sobreposto com as características da tensão de limiar PMOS, V _THP . Das Eqs. (8) e (10), V _REF pode ser escrito como:
$$ {V} _ {\ mathrm {REF}} =\ mid {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HP}} \ mid - {V} _ {\ mathrm {T} \ mathrm {HN} } + {mV} _ {\ mathrm {T}} \ ln \ left (\ frac {K_2 {S} _ {\ mathrm {MN} 2} {I} _ {\ mathrm {SQn}}} {S _ {\ mathrm {MP} 4} {I} _ {\ mathrm {SQP}}} \ right) + {mV} _ {\ mathrm {T}} \ ln \ left (\ frac {K_1 {S} _ {\ mathrm { MN} 2}} {S _ {\ mathrm {MN} 1}} \ direita) $$ (11)
Conforme mostrado nos primeiros dois itens da Eq. (11), uma tensão de limiar delta é realizada. Desde V _TH = V _TH0 - βT , onde V _TH0 é a tensão limite em 0 K e β é o TC da tensão de limiar, a tensão de limiar delta gerada é complementar à tensão de temperatura absoluta (CTAT) com TC bastante reduzido com | βV _THP |> βV _THN . Além disso, duas tensões PTAT adicionais são realizadas simultaneamente e mostradas nos dois últimos itens da Eq. (11), que são adotados para cancelar o TC reduzido da tensão limite delta. Portanto, uma tensão de referência estável à temperatura compactada é alcançada sem uma estrutura complicada, que é estável em | V _THP0 | - V _THN0 .

Com base na análise anterior, uma referência de tensão somente MOSFET de baixa potência é realizada neste artigo, que requer apenas três ramificações no núcleo. Com as características únicas de uma fonte de corrente auto-polarizada, um PMOS conectado a um diodo é adotado para atingir uma tensão CTAT com TC encolhido, gerador de tensão PTAT e soma ponderada ao mesmo tempo. Além disso, a estrutura proposta é construída apenas por MOSFETs, e a tensão de referência gerada é proporcional à tensão limite delta. Portanto, a referência de tensão proposta é mais adequada para aplicações de baixo consumo de energia com tecnologia em nanoescala, que pode ser estendida para tecnologias mais avançadas.

PSRR da referência de tensão proposta

Para ilustrar o desempenho do PSRR, os caminhos do ruído da tensão de alimentação para V _REF e os diagramas de funções equivalentes correspondentes são mostrados na Fig. 2.

Os caminhos do ruído da tensão de alimentação

Com base na Fig. 2, o modelo de sinal fraco do caminho 3 é mostrado na Fig. 3, e a seguinte equação pode ser obtida:
$$ \ frac {v _ {\ mathrm {dd}} - {v} _ {\ mathrm {A}}} {r _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MP} 1}} + {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 1} {v} _ {\ mathrm {dd}} =\ frac {v _ {\ mathrm {A}}} {r _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 1}} + {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MN} 1} {v} _ {\ mathrm {A}} $$ (12)

Modelo de pequeno sinal do caminho 3

Da Eq. (12), a expressão do ruído de fornecimento através do caminho 3 para o nó A pode ser dada por:
$$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 3} =\ frac {v _ {\ mathrm {A}}} {v _ {\ mathrm {dd}}} =\ frac {r _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 1} + {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 1} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 1} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MP} 1}} {r _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MP} 1} + {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 1} + {g } _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MN} 1} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 1} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MP} 1}} $$ (13)
A transcondutância do transistor operando na região subliminar é g _m = eu _D / mV _T . Portanto, a relação entre g _{m, MP1} e g _{m, MN1} com a mesma corrente pode ser dado como g _{m, MP1} = g _{m, MN1} . Então, Eq. (13) pode ser simplificado como:
$$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 3} \ aprox. 1 $$ (14)
O nó B também tem um efeito no nó A através do caminho 1, mas o efeito é oposto ao caminho 3, que pode ser expresso como:
$$ {Av} _ {\ mathrm {path} 1} \ approx -1 $$ (15)
Para V _A =2 V _{GS, MN2} , o ganho do caminho 2 é dado como:
$$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 2} =- \ frac {1} {2} {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MN} 2} \ left (2 {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2} \ Big \ Vert \ frac {1} {g _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 2}} \ right) \ approx - \ frac {1 } {2} $$ (16)
O efeito de v _dd no nó B até o caminho 4 pode ser escrito como:
$$ {Av} _ {\ mathrm {path} 4} =\ frac {2 {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2}} {\ left (1 / {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 2} \ right) +2 {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2}} =\ frac {2 {g} _ {\ mathrm {m }, \ mathrm {MP} 2} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2}} {1 + 2 {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 2} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2}} $$ (17)
Do nó A ao nó B na Fig. 2, duas equações adicionais podem ser obtidas, que são:
$$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 4} {v} _ {\ mathrm {dd}} + {Av} _ {\ mathrm {caminho} 2} {V} _ {\ mathrm {A}} ={V} _ {\ mathrm {B}} $$ (18) $$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 3} {v} _ {\ mathrm {dd}} + {Av} _ {\ mathrm { caminho} 1} {V} _ {\ mathrm {B}} ={V} _ {\ mathrm {A}} $$ (19)
De acordo com as Eqs. (18) e (19), o ruído em V _B pode ser dado por:
$$ {V} _ {\ mathrm {B}} =\ frac {2 {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 2} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm { MN} 2} -1} {1 + 2 {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 2} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MN} 2}} {v } _ {\ mathrm {dd}} \ aprox {v} _ {\ mathrm {dd}} $$ (20)
Com a ajuda da fonte de corrente auto-polarizada proposta, o nó de saída da parte do gerador de corrente, B, pode rastrear a variação de pequeno sinal da tensão de alimentação, o que é benéfico para a melhoria do PSRR de toda a referência de tensão.

Com um método semelhante, os ganhos de ruído de alimentação do caminho 5 e do caminho 6 podem ser apresentados pelas Eqs. (21) e (22), respectivamente:
$$ {Av} _ {\ mathrm {caminho} 5} ={g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 3} \ left ({r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm { MP} 3} \ Big \ Vert \ frac {1} {g _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 4}} \ right) $$ (21) $$ {Av} _ {\ mathrm {path} 6} \ aproximadamente 1 $$ (22)
Levado em consideração a relação de conexão do caminho de ruído do gerador de referência mostrado na Fig. 2, o efeito do ruído de alimentação na tensão de referência, V _REF , pode ser determinado pelo caminho 5 e pelo caminho 6:
$$ {v} _ {\ mathrm {REF}} ={Av} _ {\ mathrm {caminho} 5} {V} _ {\ mathrm {B}} + {Av} _ {\ mathrm {caminho} 6} {v} _ {\ mathrm {dd}} =\ frac {1} {1+ {g} _ {\ mathrm {m}, \ mathrm {MP} 4} {r} _ {\ mathrm {ds}, \ mathrm {MP} 3}} {v} _ {\ mathrm {dd}} =\ frac {1} {1+ \ frac {\ exp \ left ({V} _ {\ mathrm {DS}, \ mathrm {MP } 3} / {V} _ {\ mathrm {T}} \ right) -1} {m}} {v} _ {\ mathrm {dd}} $$ (23)
Para V _DS> 4 V _T , o termo exponencial na Eq. (23) é muito grande. Isso faz com que o desempenho do PSRR seja bastante aprimorado com V _{DS, MP3} aumentando. No projeto proposto, o mínimo V _{DS, MP3} está acima de 200 mV, o que significa que a mudança na tensão de alimentação tem pouco efeito sobre o V _REF . Assim, a estrutura proposta apresenta um bom desempenho PSRR.

Resultados e discussão

A referência de tensão é implementada em um processo CMOS de 65 nm, cujo layout é mostrado na Fig. 4 ocupando um ² de 0,00182 mm área ativa.

Layout do circuito proposto

A Figura 5 mostra a regulação da linha da referência de tensão proposta a 27 ° C. Conforme mostrado na Fig. 5, a tensão de alimentação mínima pode ser tão baixa quanto 350 mV, e a tensão de referência gerada, V _REF , é cerca de 148 mV . A sensibilidade da linha (LS) é 1,8 mV / V.

Forma de onda de V _REF versus tensão de alimentação

O desempenho da temperatura de V _REF com tensão de alimentação de 350 mV é mostrado na Fig. 6. O TC de V _REF é 28 ppm / ° C de -30 a 80 ° C. V _REF mostra características de temperatura positivas abaixo de - 15 ° C e acima de 25 ° C, enquanto características de temperatura negativas na região de temperatura média.

Dependência da temperatura de V _REF

A Figura 7 mostra o consumo de corrente versus temperatura com tensão de alimentação de 350 mV. A corrente mostra um TC positivo. O consumo de energia em temperatura ambiente é de cerca de 2,28 nW.

Consumo atual versus temperatura

A Figura 8 mostra o resultado do PSRR a 27 ° C com tensão de alimentação de 350 mV, onde o PSRR sem nenhum capacitor de filtro de saída está acima de 53 dB até 100 Hz. Como mencionado acima, o desempenho do PSRR pode ser melhorado ainda mais com um aumento da tensão de alimentação, o que significa que o PSRR mostrado na Fig. 8 é o pior caso da referência de tensão proposta.

PSRR da referência de tensão proposta

As distribuições de V não cortadas _REF a 27 ° C com 100 amostras é mostrado na Fig. 9. O valor médio e o desvio padrão do V _REF é 147 mV e 3,97 mV, respectivamente, o que resulta em um spread (σ / μ) de 2,7%.

Distribuições de V não cortadas _REF

A Tabela 1 resume as características da referência de tensão proposta e a compara com algumas referências de tensão relatadas anteriormente.

Conclusão

Uma referência de tensão de baixa potência sem resistor com alto PSRR é apresentada neste artigo, que é adequada para aplicações em nanoescala e pode ser estendida para processos mais avançados. Com a ajuda da fonte de corrente auto-polarizada com base no divisor de tensão MOSFET, a tensão CTAT necessária, a tensão PTAT e a soma ponderada podem ser realizadas simultaneamente em uma estrutura compactada. Além disso, uma tensão de limite delta é escolhida como a tensão CTAT, que tem um TC negativo muito reduzido. Isso também faz com que o valor necessário da tensão PTAT seja reduzido. Portanto, a tensão de alimentação e o consumo de corrente podem ser reduzidos. Todas as peças são construídas apenas por MOSFETs, que tem prioridade em aplicativos altamente integrados e sensíveis à energia, como SOC.