Referência de Tensão Resistorless Ultra-Baixa Potência com PSRR Excepcional

Resumo

Neste artigo, apresenta-se uma referência de tensão subthreshold resistorless de nano-watt com alta razão de rejeição de fonte de alimentação (PSRR). Um divisor de tensão MOS auto-polarizado é proposto para fornecer corrente de polarização para toda a referência de tensão, que é uma corrente de coeficiente de temperatura positivo (TC) contendo características de tensão de limiar. Injetando a corrente gerada em um transistor com tensão de limiar diferente, uma tensão de limiar delta com TC negativo grandemente reduzido é realizada e compensada em temperatura por um termo PTAT positivo gerado simultaneamente. Portanto, uma referência de tensão estável em temperatura é alcançada no método compacto proposto com baixo consumo de potência e alto PSRR. Resultados de verificação com tecnologia CMOS 65-nm demonstram que a tensão de alimentação mínima pode ser tão baixa quanto 0,35 V com área ativa de 0,00182 mm². A tensão de referência gerada é 148 mV, com TC de 28 ppm/°C para faixa de temperatura −30 a 80 °C. Sensibilidade de linha é 1,8 mV/V, e PSRR sem capacitor de filtro a 100 Hz é 53 dB com consumo de 2,28 nW.

Introdução

Referência de tensão é um dos módulos centrais em sistemas eletrônicos, amplamente usada em eletrônica médica, gerenciamento de potência, sensores ambientais sem fio e circuitos de comunicação. À medida que a tensão de alimentação de sistemas eletrônicos continua diminuindo com melhoria tecnológica, os requisitos para referência de tensão de baixa potência com tecnologia nanométrica aumentam criticamente [1, 2].

Referências de tensão convencionais baseiam-se em circuito de referência de banda proibida (BGR), que é soma ponderada de V_BE e tensão térmica [3, 4]. No entanto, devido ao comportamento de temperatura não-linear de V_BE, é essencial usar abordagens de compensação de curvatura para melhorar precisão de BGR [5, 6]. Outra desvantagem de BGR é consumo de potência. V_BE é cerca de 0,7 V sem encolher com melhoria de processo, o que restringe absolutamente a tensão de alimentação. Isso torna BGRs inadequados para aplicações de baixa tensão e nanoescala.

Para alcançar operação de baixa potência, referências de tensão subthreshold baseadas apenas em MOS são gradualmente adotadas [7,8,9,10]. Transistores em região de inversão fraca têm vantagens inerentes em aplicações de baixa potência com corrente bastante pequena, reduzindo efetivamente consumo de potência de referências de tensão relativas. Além disso, como características de transistor metal-óxido-semicondutor (MOSFET) são consistentes com melhoria de processo, referência de tensão baseada em MOSFET é mais adaptável a tecnologias avançadas. Adicionalmente, uso de resistores também deve ser evitado em aplicações de baixa potência. Como corrente na referência de tensão é geralmente inversamente proporcional ao valor de resistência, baixa dissipação de potência significa resistores de alto valor ôhmico [10], que podem induzir ruído grande ocupando grande área de chip.

Razão de rejeição de fonte de alimentação (PSRR) é outro parâmetro importante de referência de tensão. Soluções convencionais para melhorar PSRR são à custa de área de chip e consumo de potência, como amplificadores adicionais [11], transistores de canal longo [12], estruturas cascode e estágio de ganho adicional [13].

Para superar os problemas mencionados, uma referência de tensão subthreshold baseada em MOSFET resistorless de nano-watt com alto PSRR é proposta neste brief, adequada para tecnologia avançada, como processo nanométrico. Um divisor de tensão MOSFET auto-polarizado para aumento de PSRR é adotado na referência de tensão proposta, que pode gerar corrente de TC positivo contendo características de tensão de limiar. A corrente serve como correntes de polarização para toda a referência de tensão. Além disso, a tensão de limiar embutida na corrente de polarização é reproduzida injetando corrente de polarização em MOSFET com diferentes tensões de limiar no artigo. Com o método proposto, uma tensão de limiar delta (ΔV_TH) com TC negativo grandemente reduzido é obtida. Além disso, um item proporcional à temperatura absoluta (PTAT) ponderado também é obtido, enquanto soma ponderada de ΔV_TH e tensão PTAT é realizada simultaneamente. Devido à cancelamento mútuo de TC de duas diferentes tensões de limiar, a tensão PTAT requerida pode ser grandemente reduzida para compensação de temperatura. Por este método, uma referência de tensão apenas MOSFET resistorless é alcançada por estrutura compacta com baixo consumo de potência.

Método

Conforme mostrado na Fig. 1, a referência de tensão proposta é composta por circuito de start-up, gerador de corrente auto-polarizado e circuito gerador de V_REF. Todos os MOSFETs de canal-n são NMOS de tensão de limiar média (mvt NMOS). MP4 é transistor PMOS de alta tensão de limiar (hvt PMOS), e os outros MOSFETs de canal-p são PMOS de tensão de limiar média (mvt PMOS). Todos os transistores mostrados na Fig. 1 operam na região subthreshold, exceto aqueles no circuito de start-up.

Circuito de Start-Up

O circuito de start-up consiste em MP5, MP6 e MN4. No início de um estágio de power-on, o potencial de gate de MP6 é baixo e MP6 liga. A corrente gerada por MP6 faz o potencial de gate de MN1 e MN2 subir, e todo o circuito começa a funcionar. Ao mesmo tempo, MP5 carrega o capacitor de start-up, MN4. Com o procedimento de carga de MN4, transistor MP6 é gradualmente desligado, o que faz o circuito de start-up se separar do núcleo da referência de tensão proposta sem dissipação de potência adicional. Por este método, a referência de tensão proposta pode trabalhar em ponto de operação desejado enquanto evita ponto de degeneração.

Gerador de Corrente Auto-Polarizado

A parte central na Fig. 1 é um gerador de corrente auto-polarizado, baseado em divisor de tensão apenas MOSFET. A corrente de polarização com TC positivo para toda a referência de tensão é gerada nesta parte, que é relevante à tensão de limiar média de NMOS. A característica única da corrente de polarização apresentada é adotada para realizar a referência de tensão proposta de forma conveniente, que será analisada na seção "Método".

Com relação à característica tensão-corrente de transistor na região subthreshold, a corrente de dreno do transistor no subthreshold torna-se quase independente de V_DS com V_DS > 4V_T, onde V_T = kT/q é a tensão térmica, k é a constante de Boltzmann, q é a carga elementar, e T é a temperatura absoluta. Portanto, a corrente pode ser expressa como:

$${I}_{D}={S}{I}_{SQ}\exp \left(\frac{V_{GS}-{V}_{TH}}{mV_{T}}\right) \quad (1)$$

onde S = W/L é a razão de aspecto, m é o fator de inclinação subthreshold, V_TH é a tensão de limiar, e I_SQ representa a corrente específica e é apresentada por:

$${I}_{SQ}=\mu {C}_{OX}(m-1){V_T}^2 \quad (2)$$

onde μ é a mobilidade de portadores e C_OX é a capacitância do óxido por unidade de área.

Portanto, as correntes através do divisor de tensão apenas MOSFET, formado por MN1, MN2 e MN3, podem ser expressas como segue:

$${I}_{D\_MN1}={S}_{MN1}{I}_{SQN}\exp \left(\frac{V_{GS\_MN1}-{V}_{THN}}{mV_{T}}\right) \quad (3)$$

$${I}_{D\_MN2}={S}_{MN2}{I}_{SQN}\exp \left(\frac{V_{GS\_MN2}-{V}_{THN}}{mV_{T}}\right) \quad (4)$$

$${I}_{D\_MN3}={S}_{MN3}{I}_{SQN}\exp \left(\frac{V_{GS\_MN3}-{V}_{THN}}{mV_{T}}\right) \quad (5)$$

onde I_SQN é a corrente específica de NMOS e V_THN é a tensão de limiar de NMOS.

Como as razões de aspecto de MN2 e MN3 são as mesmas e I_D_MN2 = I_D_MN3, V_GS_MN2 = V_GS_MN3 é garantido. Isso faz V_GS_MN1 = 2V_GS_MN2. Além disso, os transistores PMOS formam espelhos de corrente e definem as razões de corrente K_1 = S_MP1/S_MP2 e K_2 = S_MP3/S_MP2. A relação de correntes de dreno entre MN1 e MN2 pode ser expressa como:

$${I}_{D\_MN1}={K}_1{I}_{D\_MN2} \quad (6)$$

Combinado com Eqs. (3)-(6), V_GS_MN2 e I_D_MN2 podem ser dados por:

$${V}_{GS\_MN2}={mV}_{T}\ln \left(\frac{K_1{S}_{MN2}}{S_{MN1}}\right) \quad (7)$$

$${I}_{D\_MN2}={S}_{MN2}{I}_{SQN}\exp \left(\ln \frac{K_1{S}_{MN2}}{S_{MN1}}-\frac{V_{THN}}{mV_{T}}\right) \quad (8)$$

Para conveniência de análise, Eq. (8) pode ser abreviada como:

$${I}_{D\_MN2}={aT}^{2-{n}_1}\exp \left(b-\frac{V_{THN}}{mV_{T}}\right) \quad (9)$$

onde a = S_MN2 μ_n0 C_OX (m − 1)(k/q)² e b = ln(K_1 S_MN2/S_MN1) são independentes de temperatura, μ_n0 é fator independente de temperatura de mobilidade de portadores, e n_1 é termo de expoente de temperatura absoluta de mobilidade de portadores, geralmente em torno de 1,5.

Como mostrado na Eq. (9), tensão de limiar V_THN é complementar à temperatura absoluta (CTAT), enquanto tensão térmica V_T é proporcional à temperatura absoluta (PTAT). À medida que a temperatura aumenta, V_THN/(mV_T) reduz, de modo que as características de corrente positiva da corrente de polarização serão aumentadas.

Por este método, uma corrente de polarização de TC positivo é alcançada por estrutura apenas MOSFET, que carrega características de tensão de limiar de NMOS.

Circuito Gerador de V_REF

O circuito gerador de V_REF é mostrado na parte direita da Fig. 1, formado apenas por dois transistores, MP3 e MP4. Devido à operação na região subthreshold, I_D_MP4 pode ser escrito como:

$${I}_{D\_MP4}={S}_{MN4}{I}_{SQP}\exp \left(\frac{\mid {V}_{GS\_MP4}\mid -\mid {V}_{THP}\mid }{mV_{T}}\right) \quad (10)$$

onde I_SQP é a corrente específica de PMOS e V_THP é o V_TH de PMOS.

Como I_D_MP4 = K_2 I_D_MN2, as características de tensão de limiar de NMOS, V_THN, podem ser transferidas para o nó de saída e superpostas com as características de tensão de limiar de PMOS, V_THP. Das Eqs. (8) e (10), V_REF pode ser escrito como:

$${V}_{REF}=\mid {V}_{THP}\mid -{V}_{THN}+{mV}_{T}\ln \left(\frac{K_2{S}_{MN2}{I}_{SQn}}{S_{MP4}{I}_{SQP}}\right)+{mV}_{T}\ln \left(\frac{K_1{S}_{MN2}}{S_{MN1}}\right) \quad (11)$$

Como mostrado nos dois primeiros itens da Eq. (11), uma tensão de limiar delta é realizada. Como V_TH = V_TH0 − βT, onde V_TH0 é a tensão de limiar a 0 K e β é o TC da tensão de limiar, a tensão de limiar delta gerada é uma tensão complementar à temperatura absoluta (CTAT) com TC grandemente encolhido com |βV_THP| > βV_THN. Além disso, duas tensões PTAT adicionais são simultaneamente realizadas e mostradas nos dois últimos itens da Eq. (11), que são adotadas para cancelar o TC reduzido da tensão de limiar delta. Portanto, uma tensão de referência compacta estável em temperatura é alcançada sem estrutura complicada, que é estável em |V_THP0| − V_THN0.

Baseado na análise anterior, uma referência de tensão MOSFET-only de baixa potência é realizada neste artigo que requer apenas três ramos no núcleo. Com as características únicas de fonte de corrente auto-polarizada, um PMOS diodo-conectado é adotado para alcançar tensão CTAT com TC encolhido, gerador de tensão PTAT e soma ponderada ao mesmo tempo. Além disso, a estrutura proposta é apenas construída por MOSFETs, e a tensão de referência gerada é proporcional à tensão de limiar delta. Portanto, a referência de tensão proposta é mais adequada para aplicações de baixo consumo de potência com tecnologia nanométrica, que pode ser estendida a tecnologias mais avançadas.

PSRR da Referência de Tensão Proposta

Para ilustrar desempenho de PSRR, os caminhos de ruído de tensão de alimentação para V_REF e diagramas de função equivalente correspondentes são mostrados na Fig. 2.

Baseado na Fig. 2, o modelo de pequeno sinal do caminho 3 é mostrado na Fig. 3, e a seguinte equação pode ser obtida:

$$\frac{v_{dd}-{v}_{A}}{r_{ds,MP1}}+{g}_{m,MP1}{v}_{dd}=\frac{v_{A}}{r_{ds,MN1}}+{g}_{m,MN1}{v}_{A} \quad (12)$$

Da Eq. (12), a expressão do ruído de alimentação através do caminho 3 para nó A pode ser dada por:

$${Av}_{path3}=\frac{v_{A}}{v_{dd}}=\frac{r_{ds,MN1}+{g}_{m,MP1}{r}_{ds,MN1}{r}_{ds,MP1}}{r_{ds,MP1}+{r}_{ds,MN1}+{g}_{m,MN1}{r}_{ds,MN1}{r}_{ds,MP1}} \quad (13)$$

A transcondutância do transistor operando na região subthreshold é g_m = I_D/mV_T. Portanto, a relação entre g_m,MP1 e g_m,MN1 com a mesma corrente pode ser dada como g_m,MP1 = g_m,MN1. Então, Eq. (13) pode ser simplificada como:

$${Av}_{path3}\approx 1 \quad (14)$$

Nó B também tem efeito no nó A através do caminho 1, mas o efeito é oposto ao caminho 3, que pode ser expresso como:

$${Av}_{path1}\approx -1 \quad (15)$$

Para V_A = 2V_GS,MN2, o ganho do caminho 2 é dado como:

$${Av}_{path2}=-\frac{1}{2}{g}_{m,MN2}\left(2{r}_{ds,MN2}\Big\Vert \frac{1}{g_{m,MP2}}\right)\approx -\frac{1}{2} \quad (16)$$

O efeito de v_dd no nó B através do caminho 4 pode ser escrito como:

$${Av}_{path4}=\frac{2{r}_{ds,MN2}}{\left(1/{g}_{m,MP2}\right)+2{r}_{ds,MN2}}=\frac{2{g}_{m,MP2}{r}_{ds,MN2}}{1+2{g}_{m,MP2}{r}_{ds,MN2}} \quad (17)$$

Do nó A para nó B na Fig. 2, duas equações adicionais podem ser obtidas, que são:

$${Av}_{path4}{v}_{dd}+{Av}_{path2}{V}_{A}={V}_{B} \quad (18)$$

$${Av}_{path3}{v}_{dd}+{Av}_{path1}{V}_{B}={V}_{A} \quad (19)$$

De acordo com Eqs.(18) e (19), o ruído em V_B pode ser dado por:

$${V}_{B}=\frac{2{g}_{m,MP2}{r}_{ds,MN2}-1}{1+2{g}_{m,MP2}{r}_{ds,MN2}}{v}_{dd}\approx {v}_{dd} \quad (20)$$

Com a ajuda da fonte de corrente auto-polarizada proposta, o nó de saída da parte geradora de corrente, B, pode rastrear a variação de pequeno sinal da tensão de alimentação, o que é benéfico para melhoria de PSRR de toda a referência de tensão.

Com método similar, os ganhos de ruído de alimentação do caminho 5 e caminho 6 podem ser apresentados pelas Eqs. (21) e (22), respectivamente:

$${Av}_{path5}={g}_{m,MP3}\left({r}_{ds,MP3}\Big\Vert \frac{1}{g_{m,MP4}}\right) \quad (21)$$

$${Av}_{path6}\approx 1 \quad (22)$$

Considerada a relação de conexão dos caminhos de ruído do gerador de referência mostrado na Fig. 2, o efeito do ruído de alimentação na tensão de referência, V_REF, pode ser determinado pelo caminho 5 e caminho 6:

$${v}_{REF}={Av}_{path5}{V}_{B}+{Av}_{path6}{v}_{dd}=\frac{1}{1+{g}_{m,MP4}{r}_{ds,MP3}}{v}_{dd}=\frac{1}{1+\frac{\exp \left({V}_{DS,MP3}/{V}_{T}\right)-1}{m}}{v}_{dd} \quad (23)$$

Para V_DS > 4V_T, o termo exponencial na Eq. (23) é muito grande. Isso faz o desempenho de PSRR ser grandemente aumentado com V_DS,MP3 aumentando. No projeto proposto, o mínimo V_DS,MP3 é superior a 200 mV, o que significa que a mudança na tensão de alimentação tem pouco efeito no V_REF. Assim, a estrutura proposta tem bom desempenho de PSRR.

Resultados e Discussão

A referência de tensão é implementada em processo CMOS 65-nm, cujo layout é mostrado na Fig. 4 ocupando área ativa de 0,00182 mm².

A Figura 5 mostra regulação de linha da referência de tensão proposta a 27 °C. Conforme mostrado na Fig. 5, a tensão de alimentação mínima pode ser tão baixa quanto 350 mV, e a tensão de referência gerada, V_REF, é em torno de 148 mV. A sensibilidade de linha (LS) é 1,8 mV/V.

O desempenho de temperatura de V_REF com tensão de alimentação de 350 mV é mostrado na Fig. 6. O TC de V_REF é 28 ppm/°C de −30 a 80 °C. V_REF mostra características de temperatura positiva abaixo de −15 °C e acima de 25 °C, enquanto características de temperatura negativa na região de temperatura média.

A Figura 7 mostra consumo de corrente versus temperatura com tensão de alimentação de 350 mV. A corrente mostra TC positivo. Consumo de potência a temperatura ambiente é em torno de 2,28 nW.

A Figura 8 mostra resultado de PSRR a 27 °C com tensão de alimentação de 350 mV, onde PSRR sem capacitor de filtro de saída é superior a 53 dB até 100 Hz. Como mencionado acima, desempenho de PSRR pode ser ainda melhorado com aumento de tensão de alimentação, o que significa que PSRR mostrado na Fig. 8 é o pior caso da referência de tensão proposta.

As distribuições de V_REF não aparado a 27 °C com 100 amostras é mostrada na Fig. 9. Valor médio e desvio padrão de V_REF é 147 mV e 3,97 mV, respectivamente, resultando em spread (σ/μ) de 2,7%.

A Tabela 1 resume características da referência de tensão proposta e compara com algumas referências de tensão previamente relatadas.

Conclusão

Uma referência de tensão resistorless de baixa potência com alto PSRR é apresentada neste artigo, adequada para aplicações nanométricas e extensível a processos mais avançados. Com a ajuda de fonte de corrente auto-polarizada baseada em divisor de tensão MOSFET, a tensão CTAT requerida, tensão PTAT e soma ponderada podem ser simultaneamente realizadas em estrutura compacta. Além disso, uma tensão de limiar delta é escolhida como tensão CTAT, que tem TC negativo grandemente reduzido. Isso também faz o valor requerido de tensão PTAT ser encolhido. Portanto, tensão de alimentação e consumo de corrente podem ser reduzidos. Todas as partes são apenas construídas por MOSFETs, que tem prioridade em aplicações sensíveis a potência altamente integradas, como SoC.

Abreviações

BGR:

Referência de banda proibida

CTAT:

Complementar à temperatura absoluta

hvt:

Alta tensão de limiar

LS:

Sensibilidade de linha

mvt:

Média tensão de limiar

PSRR:

Razão de rejeição de fonte de alimentação

PTAT:

Proporcional à temperatura absoluta

TC:

Coeficiente de temperatura