Uma referência Bandgap auto-polarizada de 180 nm com alto aprimoramento de PSRR

Resumo

Neste artigo, uma referência de intervalo de banda auto-polarizada (BGR) aprimorada com alta taxa de rejeição de fonte de alimentação (PSRR) é apresentada. Um amplificador operacional que constrói um loop de feedback é multiplexado com a geração de tensão de coeficiente de temperatura positivo (TC) para menor consumo de energia, onde uma tensão de deslocamento é adotada para atingir a tensão proporcional à temperatura absoluta (PTAT). Com a geração de referência independente da temperatura, dois loops de feedback são realizados ao mesmo tempo para o aprimoramento de PSRR, os quais formam um loop de feedback negativo local (LNFL) e um loop global auto-polarizado (GSBL). O BGR proposto é implementado em uma tecnologia BCD de 180 nm, cujos resultados mostram que a tensão de referência gerada é de 2,506 V, e o TC é de 25 ppm / ° C na faixa de temperatura de −55 a 125 ° C. A sensibilidade da linha (LS) é 0,08 ‰ / V. Sem qualquer capacitor de filtro, o PSRR é de 76 dB em baixas frequências, acima de 46 dB até 1 MHz.

Introdução

A referência de tensão é um dos módulos principais em sistemas eletrônicos, amplamente utilizado em eletrônica médica, gerenciamento de energia, sensores ambientais sem fio e circuitos de comunicação. Com o aprimoramento da tecnologia, a área do chip continua a encolher e a capacidade anti-interferência continua a aumentar, e os requisitos para otimização estrutural e imunidade a ruído de referência de voltagem estão aumentando dramaticamente, especialmente em aplicações em nanoescala [1].

Os circuitos de referência de intervalo de banda convencionais (BGR) requerem blocos de circuito adicionais para fornecer corrente de polarização para todo o circuito, o que aumenta muito a área do circuito e o consumo de energia. Ao mesmo tempo, a corrente de polarização gerada é muito afetada pela temperatura, que afeta o coeficiente de temperatura (TC) da tensão de referência. Muitas técnicas compensadas de alta ordem para TC aprimorado foram relatadas, como compensação de curvatura por partes [2], compensação de curvatura exponencial [3], compensação de raiz quadrada baseada em vazamento (LSRC) [4], e assim por diante. Outra desvantagem do circuito BGR convencional é que ele é muito afetado pelo ambiente externo e a tensão de saída é instável, que é o foco deste artigo.

A taxa de rejeição da fonte de alimentação (PSRR) é um parâmetro importante para medir a imunidade a ruído de uma referência de tensão. Soluções convencionais para melhorar o PSRR estão ao custo da área do chip e do consumo de energia [5], como amplificadores adicionais, transistores de canal longo, estruturas de cascode [6], estágio de ganho adicional [7] e assim por diante. Atenuador ativo e compensação de adaptação de impedância foram adotados em [8] para melhorar o PSRR em baixas e altas frequências, respectivamente. Yue et al. [9] usou espelhos atuais do cascode para melhorar o PSRR. As técnicas de polarização corporal e feedback negativo foram utilizadas em [10] para alto PSRR.

A fim de superar os problemas mencionados acima, um BGR auto-polarizado aprimorado com alto PSRR é proposto neste resumo. Dois loops de feedback são realizados ao mesmo tempo para o aprimoramento de PSRR, os quais formam um loop de feedback negativo local (LNFL) e um loop global de polarização automática (GSBL). Enquanto isso, uma fonte de corrente de polarização automática (SBCS) para todo o BGR é alcançada. No estado estacionário, o BGR proposto é autoalimentado através do GSBL sem módulos de corrente de polarização adicionais e área de chip. A técnica apresentada separa a tensão de alimentação da tensão de referência de saída por meio de um amplificador de corrente embutido no GSBL, que pode efetivamente melhorar o PSRR. Além disso, para evitar a instabilidade da tensão de saída, um LNFL é projetado no terminal de tensão de saída para manter a tensão de saída estável. Além disso, a tensão de referência estável à temperatura é gerada com LNFL e GSBL de uma forma de multiplexação. Com esses métodos, um BGR auto-polarizado com alto PSRR aprimorado é implementado com estrutura compactada e consumo de corrente.

Método

Conforme mostrado na Fig. 1, o circuito BGR proposto consiste em um circuito de inicialização, um amplificador de corrente, um amplificador operacional e um núcleo de referência de bandgap. O circuito de inicialização é usado para eliminar o ponto zero degenerado. A tensão de deslocamento embutida no amplificador é definida para ser proporcional à tensão de temperatura absoluta (PTAT), que pode realizar uma corrente PTAT através do resistor R1. Com o TC positivo de tensão entre R1 e R2, o TC negativo de V _{BE (Q5)} e V _{BE (Q4)} pode ser devidamente cancelado para atingir uma tensão de referência estável à temperatura no nó V _REF . Ao mesmo tempo, um LNFL se formou com a ajuda de um amplificador para melhorar o desempenho. Combinado com o amplificador de corrente no topo da Fig. 1, um GSBL é realizado para melhorias adicionais do PSRR. A implementação detalhada do BGR proposto é mostrada na Fig. 2.

Diagrama de arquitetura equivalente da referência de tensão proposta

Esquema da referência de tensão proposta

Circuito de inicialização

O circuito de inicialização é mostrado na parte esquerda da Fig. 2. No início do estágio de inicialização, a tensão de saída V _REF está em nível baixo, o que mantém MN8 e MN9 desligados. A corrente através de MP1_1 é usada para gerar uma corrente de inicialização para MP5, onde MP1_1 é uma grande resistência com uma proporção de aspecto bastante pequena. A tensão em V _REF será gradualmente carregado pela corrente de inicialização. Quando a tensão em V _REF excede a tensão mínima de operação da parte do núcleo do bandgap, a corrente de polarização para o amplificador será gerada. Isso levará o BGR ao ponto de operação desejado. Ao mesmo tempo, os transistores MN8 e MN9 serão gradualmente ligados, o que muda a corrente de alimentação do MP5 para a corrente autopensada gerada no núcleo bandgap. Após a inicialização ser concluída, a corrente de inicialização não é desligada para V _REF reajuste no caso de queda da tensão de referência por alguns motivos [11].

Gerador SBCS

Existem dois loops SBCS no BGR proposto, que são úteis para melhorar o desempenho [1]. O primeiro está localizado na corrente de cauda do amplificador. A corrente PTAT através do transistor Q4 é espelhada em Q3. No entanto, a corrente através de Q4 é determinada pela voltagem no resistor R1, que é fixada à voltagem de deslocamento de entrada do amplificador. Devido às mesmas relações de aspecto de MP7 e MP8, a tensão de deslocamento de entrada do amplificador pode ser expressa como
$$ {V} _ {OS} ={V} _T \ ln N $$ (1)
onde N é a razão de área de Q1 e Q2, e V _T é a tensão térmica. Portanto, a corrente no amplificador e partes do núcleo do bandgap é a corrente PTAT, que pode ser dada por
$$ {I} _ {R1} ={V} _T \ ln N / {R} _1 $$ (2)
A corrente do núcleo de referência do bandgap é espelhada no amplificador como corrente de cauda, formando o primeiro loop auto-polarizado.

O segundo loop SBCS é feito com o amplificador de corrente. A corrente PATA mostrada na equação (2) é espelhada no amplificador de corrente pelo espelho de corrente de MP7 e MP6. Então a corrente, eu , é amplificado por K como a fonte atual para o nó VREF, que pode ser descrito como
$$ K ={k} _1 {k} _2 $$ (3)
onde k ₁ = S _{MN 6} / S _{MN 7} , k ₂ = S _MP3 / S _MP2 , S _i é a proporção do transistor i . Portanto, o atual, KI , é reinjetado no amplificador e nas partes do núcleo do bandgap, que constroem o segundo loop de polarização automática.

Para garantir o bom funcionamento com baixo consumo de energia, a corrente, KI , deve ser ligeiramente maior do que o requisito mínimo de corrente do amplificador e do núcleo do bandgap. No projeto proposto, as correntes através de MP6, MP7 e MP8 são definidas no mesmo nível, I . A corrente através do núcleo do bandgap é 2 I . Portanto, a relação, 6 ≥ K > 5, deve ser satisfeito [12,13,14].

V _REF Circuito do gerador

O V _REF circuito gerador é mostrado na parte direita da Fig. 2, que consiste em um amplificador e núcleo bandgap. Conforme mostrado na equação (2), a tensão offset PTAT do amplificador é multiplexada pelos loops SBCS [15]. Isso faz com que a corrente passe por R1, R2 e R _Corte é a corrente PTAT, que é usada como compensação de temperatura do TC negativo de Q4 e Q5. A tensão de referência gerada, V _REF , pode ser expresso como
$$ {V} _ {REF} =2 {V} _ {BE} + \ left (1+ \ frac {R_2 + {R} _ {Trim \ min g}} {R_1} \ right) {V} _T \ ln N $$ (4)
Com o ajuste de proporção de ( R ₂ + R _{Cortar min g} ) / R ₁ , uma tensão de referência compensada por temperatura pode ser realizada com desvio de baixa temperatura.

Feedback

Um LNFL é estabelecido no amplificador e no núcleo do bandgap, que é formado por dois pequenos LNFLs. O primeiro, loop1, é da entrada do amplificador para V _REF e feedback para a entrada do amplificador. O outro, loop2, é de V _REF através do núcleo Bandgap para a cauda atual do amplificador e feedback para V _REF . Para o loop1, existem loops locais duplos de feedback positivo e negativo com a entrada do amplificador. O loop de feedback positivo é composto por Q5, R2, R1, Q1, MP8 e MX. O loop de feedback negativo consiste em Q5, R2, Q2 e MX. O ganho do ciclo de feedback positivo e negativo é derivado como
$$ {A} _ {V, PF} =\ frac {R_ {Cortar \ min g}} {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, MP8} $$ (5) $$ {A} _ {V, NF} =\ frac {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g}} {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q2} {r} _ {o, MP8} $$ (6)
onde g _{m , Q 1} é a transcondutância do transistor Q1, r _{o , MP 8} é a resistência de saída do transistor MP8, e o g _m de Q1 e Q2 é aproximadamente igual. Uma vez que o efeito do loop de feedback negativo é mais forte do que o do loop de feedback positivo, o loop1 se comporta como um loop de feedback, cuja característica de loop pode ser expressa como
$$ {T} _ {\ mathrm {loop} 1} \ approx \ frac {R_1} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q1} {r } _ {o, MP8} $$ (7) $$ {p} _0 \ approx \ frac {1} {r_ {o, MP8} {C} _1} $$ (8)
onde p ₀ é o pólo dominante. Com relação ao loop2, o desempenho pode ser dado por
$$ {T} _ {\ mathrm {loop} 2} \ approx \ frac {1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} $ $ (9) $$ {p} _1 \ approx \ frac {g_ {m, MP8}} {C_1} $$ (10)
onde g _{m , MP 8} é a transcondutância do transistor MP8, e p ₁ é o pólo dominante. Como resultado, o ganho total de loop de LNFL é
$$ {T} _ {\ mathrm {LNFL}} \ approx \ frac {R_1 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, MP8} + 1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g} + {R} _2} \ frac {1 + s / {z} _0} {\ left (1 + s / {p} _0 \ right) \ left (1+ s / {p} _1 \ right)} $$ (11)
Levada a equação (2) em consideração, a equação (11) pode ser reescrita como,
$$ {T} _ {\ mathrm {LNFL}} \ approx \ frac {r_ {o, MP8} \ ln N + 1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g} + {R} _2} \ frac {1 + s / {z} _0} {\ left (1 + s / {p} _0 \ right) \ left (1 + s / {p} _1 \ right)} $$ (12)
onde z ₀ ≈ g _{m , MP 8} / [ C ₁ (1 + 1 / ln N )]. Desde N =8 no projeto proposto, faz o zero, z ₀ , aproximadamente igual a duas vezes o pólo, p ₁ , que pode estender a largura de banda do loop de LNFL em duas vezes.

Um GSBL é formado pelo amplificador de corrente, núcleo bandgap e amplificador, que pode fornecer corrente de polarização para todo o circuito em um método de polarização automática com desempenho PSRR aprimorado. O ganho de loop de GSBL pode ser dado por
$$ {T} _ {\ mathrm {GSBL}} \ approx \ frac {K \ left (1/3 {g} _ {m, MP8} \ Big \ Vert 1 / {g} _ {m, MX} \ direita)} {R_1 + {R} _ {Cortar \ min g} + {R} _2} $$ (13)
onde g _{m , MX} é a transcondutância do transistor M _X . O principal efeito do transistor M _X é diminuir a impedância equivalente em V _REF com a conveniência de compensação de loop. T _GSBL é definido para ser menor do que um no projeto proposto, o que pode evitar oscilações.

Com a ajuda de LNFL e GSBL, a estabilidade da tensão de referência gerada, V _REF , pode ser muito melhorado.

PSRR da referência de tensão proposta

Para simplificar o cálculo do PSRR do circuito proposto, a resistência equivalente da parte alimentada pela tensão de referência, V _REF , é calculado em primeiro lugar. O diagrama de cálculo desta parte é mostrado na Fig. 3 [16].

R _eq diagrama de cálculo

A Figura 4a mostra um modelo de pequeno sinal para o cálculo da resistência equivalente dos ramos 1, 2 do circuito, onde as correntes I ₁ e eu ₂ fluxo na Fig. 3, respectivamente. Então, a resistência equivalente, R _{eq 1,2} , pode ser expresso como
$$ {R} _ {eq1,2} \ approx \ frac {3 {R} _ {eq, 4} {r} _ {o, Q1}} {3 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) + {g} _ {m, Q1} {R} _1 {r} _ {o, Q1} +3 {R} _ {eq, 4}} $$ (14)
onde g _{m , Q 1} e r _{o , Q 1} são transcondutância e resistência de saída de Q1, respectivamente; R _{eq 4} é a resistência equivalente do ramo com I ₄ . Uma vez que a tensão de porta de MP6 mostrada na Fig. 2 é determinada pela tensão de dreno de MP7, a atenuação de ruído da fonte de alimentação (PSNA) no nó M também deve ser calculada, que pode ser dada por
$$ {V} _M =\ Delta {V} _ {ref} + \ frac {g_ {m, Q1} {R} _1 {r} _ {o, Q2}} {2 {g} _ {m, MP7 } \ left ({r} _ {o, Q2} + {r} _ {o, MP8} \ right) {R} _ {eq4}} \ Delta {V} _ {ref} \ approx \ Delta {V} _ {ref} $$ (15)
onde r _{o , MP 8} e r _{o , Q 2} são resistência de saída de MP8 e Q2, respectivamente; g _{m , MP 7} é a transcondutância de MP7. Conforme reivindicado na equação (15), o ruído de alimentação tem pouca influência na tensão porta-fonte do MP6. Isso faz com que o MP6 atue como uma alta impedância, r _{o , MP 6} , que separa os impactos do ruído das partes do amplificador e do bandgap.

Modelo de pequeno sinal para R _eq . a R _eq1,2 diagrama de cálculo. b R _eq3 diagrama de cálculo. c R _eq4 diagrama de cálculo

A resistência equivalente do ramo com I ₃ na Fig. 3 pode ser derivada da Fig. 4b, que pode ser expressa como
$$ {R} _ {eq3} \ approx \ frac {6 {R} _ {eq, 4}} {g_ {m, mx} \ left [3 {g} _ {m, Q1} {r} _ { o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) +3 {R} _ {eq, 4} + {g} _ {m, Q1} {r } _ {o, Q1} {R} _1 \ right]} $$ (16)
onde g _{m , Mx} é a transcondutância de Mx. O modelo de sinal fraco de resistência equivalente do ramo com I ₄ na Fig. 3 é mostrado na Fig. 4c, que é,
$$ {R} _ {eq4} \ aprox. 1 / {g} _ {m, Q5} + {R} _1 + {R} _T + 1 / {g} _ {m, Q4} + {R} _2 $$ (17)
Portanto, a resistência equivalente de sinal fraco do amplificador e partes do núcleo do bandgap na Fig. 3 é
$$ {R} _ {eq} ={R} _ {eq1,2} \ left \ Vert {R} _ {eq3} \ right \ Vert {R} _ {eq4} $$ (18)
Portanto, o PSRR total da referência de tensão proposta pode ser ilustrado na Fig. 5. O PSRR pode ser dado por
$$ \ frac {\ Delta {V} _ {ref}} {\ Delta {V} _ {CC}} \ approx \ frac {6 {R} _ {eq, 4}} {g_ {m, mx} { g} _ {m, mp3} {r} _ {o, mp3} {r} _ {o, mp6} \ left [3 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) +3 {R} _ {eq, 4} + {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1 } {R} _1 \ right]} $$ (19)
Desde g _m r _o>> 1 é geralmente válido, a influência do ruído da fonte de alimentação na tensão de referência gerada é amplamente suprimida.

Modelo de pequeno sinal para PSRR

Resultados e discussão

A referência de tensão é implementada em um processo BCD de 180 nm, cujo layout é mostrado na Fig. 6, ocupando um 0,05690 mm ² área ativa.

Layout do circuito proposto

As formas de onda de inicialização simuladas são mostradas na Fig. 7, que ilustra o procedimento transiente com o estabelecimento da tensão da fonte de alimentação. Quando a tensão de alimentação é pequena, todo o circuito de referência não está totalmente operado, o que significa que a corrente do ramal de inicialização é muito pequena e a tensão de referência é mantida em zero. Com o aumento da tensão da fonte de alimentação, a tensão de referência gerada é inicialmente estável em aproximadamente 2 V _BE devido à operação anormal da parte do amplificador na Fig. 2. Quando a tensão de alimentação aumenta acima da tensão de alimentação mínima exigida do BGR proposto, o amplificador operacional do núcleo começa a funcionar e a tensão de referência é rapidamente estabilizada no valor desejado. Além disso, a corrente de inicialização cai para quase zero com uma tensão de referência desejada, enquanto o SBCS proposto toma o lugar da alimentação de corrente com o GSBL. O consumo de energia do circuito de inicialização é responsável por uma pequena parte do consumo do chip.

Característica transitória de inicialização da referência de tensão proposta

As características de temperatura da tensão de referência gerada, V _REF , são mostrados na Fig. 8. A variação de tensão de V _REF na faixa de -55 ° C ~ 125 ° C é 11,3 mV, onde um TC de 25 ppm / ° C é alcançado.

Dependência da temperatura da tensão de referência gerada

A Figura 9 demonstra a sensibilidade da linha (LS) da tensão de saída de referência. O BGR proposto pode ser estabelecido com sucesso sobre a tensão de alimentação de 3 V e V _REF a variação é de 0,2 mV dentro da tensão de alimentação de 3 -5 V. Isso significa que um bom LS de 0,08 ‰ / V é obtido.

Dependência de alimentação da tensão de referência gerada

O desempenho melhorado do PSRR é ilustrado na Fig. 10, que tem um PSRR de 76 dB concordando com os resultados teóricos da equação (19) em baixas frequências e acima de 46 dB até 1 MHz.

Característica PSRR da referência de tensão proposta

O método de corte binário convencional é adequado para o BGR proposto, que adota um corte de 8 bits para R _Corte . Isso pode realizar uma etapa de compensação de 9 mV / LSB. A Tabela 1 mostra o desempenho da referência de tensão ajustada com tensão de alimentação de 3 -5 V e faixa de temperatura de -55 a 125 ° C em diferentes cantos de processo, que incluem casos típicos, lentos e rápidos. Conforme mostrado na Tabela 1, a variação de temperatura está dentro de 0,6%, o LS está abaixo de 0,12 ‰ / V e o PSRR está acima de 71 dB @ 10 Hz.

A Tabela 2 apresenta o resumo das características da referência de tensão proposta e a comparação com algumas referências de tensão relatadas anteriormente. Uma vez que a referência de tensão proposta visa a alta estabilidade de alimentação, nenhuma compensação de temperatura de alta ordem é utilizada neste artigo. Portanto, o TC de [11,12,13], que foca principalmente em métodos de otimização de temperatura ou potência, é menor do que o da referência de tensão proposta. O TC da referência de tensão proposta pode ser otimizado ainda mais com métodos de compensação de curvatura relatados na literatura, conforme necessário. Com a estrutura compactada proposta, LNFL e GSBL são realizados com uma tensão de referência independente da temperatura ao mesmo tempo, que tem o melhor desempenho PSRR e LS na Tabela 2.

Conclusão

Um BGR autopensado compactado com alto PSRR é apresentado neste artigo. A tensão PTAT é implementada por um amplificador operacional com tensão de deslocamento de entrada assimétrica e a tensão de temperatura negativa é sobreposta para gerar uma tensão de saída de referência. Ao mesmo tempo, dois loops de feedback, LNFL e GSBL, são realizados com as mesmas peças para estabilidade de temperatura, o que reduz a complexidade estrutural. Isso leva à autossuficiência da corrente de alimentação e melhora da sensibilidade da fonte de alimentação com alto PSRR.