Referência de Bandgap Auto-Polarizada Atinge 180 nm, 80 dB PSRR – Baixo Consumo, Alta Precisão na Compensação de Temperatura

Resumo

Neste artigo, uma referência de bandgap (BGR) auto-polarizada melhorada com alta razão de rejeição de fonte de alimentação (PSRR) é apresentada. Um amplificador operacional construindo laço de realimentação é multiplexado com a geração de tensão de coeficiente de temperatura positivo (TC) para menor consumo de energia, onde uma tensão de offset é adotada para alcançar tensão proporcional à temperatura absoluta (PTAT). Com a geração de referência independente de temperatura, dois laços de realimentação são realizados ao mesmo tempo para realce de PSRR, que formam um laço de realimentação negativa local (LNFL) e um laço auto-polarizado global (GSBL). A BGR proposta é implementada em tecnologia BCD de 180 nm, cujos resultados mostram que a tensão de referência gerada é 2,506 V, e o TC é 25 ppm/°C na faixa de temperatura de −55 a 125 °C. A sensibilidade de linha (LS) é 0,08 ‰/V. Sem qualquer capacitor de filtro, o PSRR é 76 dB em baixas frequências, acima de 46 dB até 1 MHz.

Introdução

Referência de tensão é um dos módulos centrais em sistemas eletrônicos, amplamente usado em eletrônica médica, gerenciamento de energia, sensores ambientais sem fio e circuitos de comunicação. Com o avanço da tecnologia, a área do chip continua a encolher, e a capacidade anti-interferência continua a aumentar, e os requisitos para otimização estrutural e imunidade a ruído de referência de tensão aumentam dramaticamente, especialmente em aplicações na nanoescala.

Circuitos convencionais de referência de bandgap (BGR) requerem blocos de circuito adicionais para fornecer corrente de polarização para todo o circuito, o que aumenta muito a área do circuito e consumo de energia. Ao mesmo tempo, a corrente de polarização gerada é grandemente afetada pela temperatura, o que afeta o coeficiente de temperatura (TC) da tensão de referência. Muitas técnicas de compensação de alta ordem para TC melhorado foram relatadas, como compensação de curvatura por partes, compensação de curvatura exponencial, compensação de raiz quadrada baseada em vazamento (LSRC), e assim por diante. Outra desvantagem do circuito BGR convencional é que é grandemente afetado pelo ambiente externo e a tensão de saída é instável, que é o foco deste artigo.

Razão de rejeição de fonte de alimentação (PSRR) é um parâmetro importante para medir a imunidade a ruído de uma referência de tensão. Soluções convencionais para melhorar PSRR são à custa de área do chip e consumo de energia, como amplificadores adicionais, transistores de canal longo, estruturas cascode, estágio de ganho adicional, e assim por diante. Atenuador ativo e compensação de adaptação de impedância foram adotados para melhorar PSRR em baixas e altas frequências, respectivamente. Yue et al. usaram espelhos de corrente cascode para realçar PSRR. Polarização de corpo e técnicas de realimentação negativa foram utilizadas para alto PSRR.

Para superar os problemas acima mencionados, uma BGR auto-polarizada melhorada com alto PSRR é proposta neste breve. Dois laços de realimentação são realizados ao mesmo tempo para realce de PSRR, que formam um laço de realimentação negativa local (LNFL) e um laço auto-polarizado global (GSBL). Enquanto isso, uma fonte de corrente auto-polarizada (SBCS) para toda a BGR é alcançada. Em estado estacionário, a BGR proposta é auto-alimentada através do GSBL sem módulos adicionais de corrente de polarização e área do chip. A técnica apresentada separa a tensão de alimentação da tensão de referência de saída através de um amplificador de corrente embutido no GSBL, que pode efetivamente melhorar o PSRR. Além disso, para prevenir a tensão de saída de instabilidade, um LNFL é desenhado no terminal de tensão de saída para manter a tensão de saída estável. O mais importante, a tensão de referência estável em temperatura é gerada com LNFL e GSBL de forma multiplexada. Com estes métodos, uma BGR auto-polarizada com realce de alto PSRR é implementada com estrutura compactada e consumo de corrente.

Método

Como mostrado na Fig. 1, o circuito BGR proposto consiste de circuito de partida, amplificador de corrente, amplificador operacional e núcleo de referência de bandgap. O circuito de partida é usado para livrar-se do ponto degenerado zero. A tensão de offset embutida no amplificador é definida para ser proporcional à tensão de temperatura absoluta (PTAT), que pode realizar uma corrente PTAT através do resistor R1. Com o TC positivo de tensão através de R1 e R2, o TC negativo de V_BE(Q5) e V_BE(Q4) pode ser propriamente cancelado para alcançar uma tensão de referência estável em temperatura no nó V_REF. Ao mesmo tempo, um LNFL formado com a ajuda de um amplificador para melhorar o desempenho. Combinado com o amplificador de corrente no topo da Fig. 1, um GSBL é realizado para melhoria adicional de PSRR. A implementação detalhada da BGR proposta é mostrada na Fig. 2.

Circuito de Partida

O circuito de partida é mostrado na parte esquerda da Fig. 2. No início do estágio de partida, a tensão de saída V_REF está em nível baixo, o que mantém MN8 e MN9 desligados. A corrente através de MP1_1 é usada para gerar uma corrente de partida para MP5, onde MP1_1 atua como uma grande resistência com razão de aspecto bastante pequena. A tensão em V_REF será gradualmente carregada pela corrente de partida. Quando a tensão em V_REF excede a tensão mínima de operação da parte do núcleo de bandgap, a corrente de polarização para o amplificador será gerada. Isso impulsionará a BGR para o ponto de operação desejado. Ao mesmo tempo, transistores MN8 e MN9 serão gradualmente ligados, que comutam a corrente de alimentação de MP5 para a corrente auto-polarizada gerada no núcleo de bandgap. Após a partida ser completada, a corrente de partida não é desligada para re-ajuste de V_REF no caso de tensão de referência cair por alguma razão.

Gerador SBCS

Existem dois laços SBCS na BGR proposta, que são úteis para realce de desempenho. O primeiro está localizado na corrente de cauda do amplificador. A corrente PTAT através do transistor Q4 é espelhada para Q3. No entanto, a corrente através de Q4 é determinada pela tensão através do resistor R1, que é presa à tensão de offset de entrada do amplificador. Devido às mesmas razões de aspecto de MP7 e MP8, a tensão de offset de entrada do amplificador pode ser expressa como:

V_OS = V_T ln N (1)

onde N é a razão de área de Q1 e Q2, e V_T é a tensão térmica. Portanto, a corrente nas partes do amplificador e núcleo de bandgap é corrente PTAT, que pode ser dada por:

I_R1 = V_T ln N / R₁ (2)

A corrente do núcleo de referência de bandgap é espelhada no amplificador como corrente de cauda, formando o primeiro laço auto-polarizado.

O segundo laço SBCS é composto com o amplificador de corrente. A corrente PATA mostrada na equação (2) é espelhada no amplificador de corrente pelo espelho de corrente de MP7 e MP6. Então a corrente, I, é amplificada por K como fonte de corrente para o nó VREF, que pode ser descrita como:

K = k₁k₂ (3)

onde k₁ = S_MN6/S_MN7, k₂ = S_MP3/S_MP2, S_i é a razão de aspecto do transistor i. Portanto, a corrente, KI, é reinjetada nas partes do amplificador e núcleo de bandgap, que constrói o segundo laço auto-polarizado.

Para garantir operação adequada com baixo consumo de energia, a corrente, KI, deve ser ligeiramente maior que o requisito mínimo de corrente do amplificador e núcleo de bandgap. No design proposto, as correntes através de MP6, MP7 e MP8 são definidas no mesmo nível, I. A corrente através do núcleo de bandgap é 2I. Portanto, a relação, 6 ≥ K > 5, deve ser satisfeita.

Circuito Gerador V_REF

O circuito gerador V_REF é mostrado na parte direita da Fig. 2, que consiste de um amplificador e núcleo de bandgap. Como mostrado na equação (2), a tensão de offset PTAT do amplificador é multiplexada pelos laços SBCS. Isso faz a corrente através de R1, R2 e R_Trimming ser corrente PTAT, que é usada como compensação de temperatura do TC negativo de Q4 e Q5. A tensão de referência gerada, V_REF, pode ser expressa como:

V_REF = 2V_BE + (1 + (R₂ + R_Trimming)/R₁) V_T ln N (4)

Com o ajuste de razão de (R₂ + R_Trimming)/R₁, uma tensão de referência compensada em temperatura pode ser realizada com baixo desvio de temperatura.

Realimentação

Um LNFL é estabelecido no amplificador e núcleo de bandgap, formado por dois pequenos LNFLs. O primeiro, loop1, é da entrada do amplificador para V_REF, e realimentação para a entrada do amplificador. O outro, loop2, é de V_REF através do núcleo de bandgap para corrente de cauda do amplificador, e realimentação para V_REF. Para loop1, existem laços locais duplos de realimentação positiva e negativa com a entrada do amplificador. O laço de realimentação positiva é composto por Q5, R2, R1, Q1, MP8 e MX. O laço de realimentação negativa consiste em Q5, R2, Q2 e MX. O ganho dos laços de realimentação positiva e negativa é derivado como:

A_{V, PF} = (R_Trimming/(R₁+R_Trimming+R₂)) g_m,Q1 r_{o, MP8} (5)

A_{V, NF} = ((R₁+R_Trimming)/(R₁+R_Trimming+R₂)) g_m,Q2 r_{o, MP8} (6)

onde g_m,Q1 é a transcondutância do transistor Q1, r_{o, MP8} é a resistência de saída do transistor MP8, e o g_m de Q1 e Q2 é aproximadamente igual. Como o efeito do laço de realimentação negativa é mais forte que o do laço de realimentação positiva, o loop1 comporta-se como um laço de realimentação, cuja característica pode ser expressa como:

T_loop1 ≈ (R₁/(R₁+R_Trimming+R₂)) g_m,Q1 r_{o, MP8} (7)

p₀ ≈ 1/(r_{o, MP8}C₁) (8)

onde p₀ é o polo dominante. Com relação a loop2, o desempenho pode ser dado por:

T_loop2 ≈ (1/g_{m, MP8})/(R₁+R_Trimming+R₂) (9)

p₁ ≈ g_{m, MP8}/C₁ (10)

onde g_{m, MP8} é a transcondutância do transistor MP8, e p₁ é o polo dominante. Como resultado, o ganho total do laço de LNFL é:

T_LNFL ≈ (R₁g_m,Q1r_{o, MP8} + 1/g_{m, MP8})/(R₁+R_Trimming+R₂) (1+s/z₀)/((1+s/p₀)(1+s/p₁)) (11)

Considerando a equação (2), a equação (11) pode ser reescrita como:

T_LNFL ≈ (r_{o, MP8}ln N + 1/g_{m, MP8})/(R₁+R_Trimming+R₂) (1+s/z₀)/((1+s/p₀)(1+s/p₁)) (12)

onde z₀ ≈ g_{m, MP8}/[C₁(1 + 1/ln N)]. Como N = 8 no design proposto, faz o zero, z₀, aproximadamente igual a duas vezes o polo, p₁, que pode estender a largura de banda do laço de LNFL por duas vezes.

Um GSBL é formado pelo amplificador de corrente, núcleo de bandgap e amplificador, que pode fornecer corrente de polarização para todo o circuito de forma auto-polarizada com desempenho de PSRR realçado. O ganho do laço de GSBL pode ser dado por:

T_GSBL ≈ K(1/3g_{m, MP8}∥1/g_{m, MX})/(R₁+R_Trimming+R₂) (13)

onde g_{m, MX} é a transcondutância do transistor M_X. O principal efeito do transistor M_X é baixar a impedância equivalente em V_REF com conveniência de compensação de laço. T_GSBL é definido para ser menor que um no design proposto, que pode evitar oscilação.

Com a ajuda de LNFL e GSBL, a estabilidade da tensão de referência gerada, V_REF, pode ser grandemente melhorada.

PSRR da Referência de Tensão Proposta

Para simplificar o cálculo de PSRR do circuito proposto, a resistência equivalente da parte alimentada pela tensão de referência, V_REF, é primeiro calculada. O diagrama de cálculo desta parte é mostrado na Fig. 3.

A Figura 4a mostra um modelo de pequeno sinal para o cálculo de resistência equivalente dos ramos do circuito 1, 2, onde as correntes I₁ e I₂ fluem na Fig. 3, respectivamente. Então, a resistência equivalente, R_eq1,2, pode ser expressa como:

R_eq1,2 ≈ (3R_eq,4r_o,Q1)/(3g_m,Q1r_o,Q1(R_T+R₁+r_o,Q3) + g_m,Q1R₁r_o,Q1 + 3R_eq,4) (14)

onde g_m,Q1 e r_o,Q1 são transcondutância e resistência de saída de Q1, respectivamente; R_eq,4 é resistência equivalente do ramo com I₄. Como a tensão de gate de MP6 mostrada na Fig. 2 é determinada pela tensão de dreno de MP7, a atenuação de ruído de fonte de alimentação (PSNA) no nó M também deve ser calculada, que pode ser dada por:

V_M = ΔV_ref + (g_m,Q1R₁r_o,Q2)/(2g_{m, MP7}(r_o,Q2+r_{o, MP8})R_eq4)ΔV_ref ≈ ΔV_ref (15)

onde r_{o, MP8} e r_{o, Q2} são resistências de saída de MP8 e Q2, respectivamente; g_{m, MP7} é transcondutância de MP7. Como afirmado na equação (15), o ruído de alimentação tem pouca influência na tensão source-gate de MP6. Isso faz MP6 atuar como alta impedância, r_{o, MP6}, que separa os impactos de ruído das partes do amplificador e núcleo de bandgap.

A resistência equivalente do ramo com I₃ na Fig. 3 pode ser derivada pela Fig. 4b, que pode ser expressa como:

R_eq3 ≈ 6R_eq,4/(g_{m, mx}[3g_m,Q1r_o,Q1(R_T+R₁+r_o,Q3) + 3R_eq,4 + g_m,Q1r_o,Q1R₁]) (16)

onde g_{m, Mx} é a transcondutância de Mx. O modelo de pequeno sinal de resistência equivalente do ramo com I₄ na Fig. 3 é mostrado na Fig. 4c, que é:

R_eq4 ≈ 1/g_m,Q5 + R₁ + R_T + 1/g_m,Q4 + R₂ (17)

Portanto, a resistência equivalente de pequeno sinal das partes do amplificador e núcleo de bandgap na Fig. 3 é:

R_eq = R_eq1,2∥R_eq3∥R_eq4 (18)

Portanto, o PSRR total da referência de tensão proposta pode ser ilustrado na Fig. 5. O PSRR pode ser dado por:

ΔV_ref/ΔV_CC ≈ 6R_eq,4/(g_{m, mx}g_{m, mp3}r_{o, mp3}r_{o, mp6}[3g_m,Q1r_o,Q1(R_T+R₁+r_o,Q3) + 3R_eq,4 + g_m,Q1r_o,Q1R₁]) (19)

Como g_mr_o >> 1 é geralmente válido, a influência do ruído de fonte de alimentação na tensão de referência gerada é grandemente suprimida.

Resultados e Discussão

A referência de tensão é implementada em processo BCD de 180 nm, cujo layout é mostrado na Fig. 6, ocupando área ativa de 0,05690 mm².

As formas de onda simuladas de partida são mostradas na Fig. 7, que ilustra o procedimento transitório com o estabelecimento da tensão de alimentação. Quando a tensão de alimentação é pequena, todo o circuito de referência não está totalmente operado, o que significa que a corrente do ramo de partida é muito pequena e a tensão de referência é mantida em zero. Com o aumento da tensão de alimentação, a tensão de referência gerada é primeiramente estável em aproximadamente 2V_BE devido à operação anormal da parte do amplificador na Fig. 2. Quando a tensão de alimentação aumenta acima da tensão mínima de alimentação requerida da BGR proposta, o amplificador operacional do núcleo começa a funcionar, e a tensão de referência estabiliza rapidamente no valor desejado. Além disso, a corrente de partida cai para cerca de zero com uma tensão de referência desejada, enquanto a SBCS proposta toma o lugar do suprimento de corrente com o GSBL. O consumo de energia do circuito de partida responde por uma pequena parte do chip.

As características de temperatura da tensão de referência gerada, V_REF, são mostradas na Fig. 8. A variação de tensão de V_REF na faixa de −55 °C ~ 125 °C é 11,3 mV, onde um TC de 25 ppm/°C é alcançado.

A Figura 9 demonstra a sensibilidade de linha (LS) da tensão de referência de saída. A BGR proposta pode ser estabelecida com sucesso acima de 3 V de tensão de alimentação, e a variação de V_REF é 0,2 mV dentro de 3-5 V de tensão de alimentação. Isso significa uma boa LS de 0,08‰/V realizada.

O desempenho melhorado de PSRR é ilustrado na Fig. 10, que tem PSRR de 76 dB concordando com resultados teóricos na equação (19) em baixas frequências e acima de 46 dB até 1 MHz.

Método convencional de trimming binário é adequado para a BGR proposta, que adota trimming de 8 bits para R_Trimming. Isso pode realizar passo de trimming de 9 mV/LSB. Tabela 1 mostra o desempenho de referência de tensão com trimming com 3-5 V de tensão de alimentação e faixa de temperatura de −55 a 125 °C sob diferentes cantos de processo, que incluem casos típico, lento e rápido. Como mostrado na Tabela 1, o desvio de temperatura está dentro de 0,6%, a LS é abaixo de 0,12‰/V, e PSRR é acima de 71 dB@10 Hz.

Tabela 2 dá o resumo das características da referência de tensão proposta e comparação com algumas referências de tensão previamente relatadas. Como a referência de tensão proposta visa alta estabilidade de alimentação, nenhuma compensação de temperatura de alta ordem é utilizada neste artigo. Portanto, o TC de [11,12,13], que focam principalmente em métodos de otimização de temperatura ou potência, é menor que o da referência de tensão proposta. O TC da referência de tensão proposta pode ser ainda otimizado com métodos de compensação de curvatura relatados na literatura conforme necessário. Com a estrutura compactada proposta, LNFL e GSBL são realizados com uma tensão de referência independente de temperatura ao mesmo tempo, que tem o melhor desempenho de PSRR e LS na Tabela 2.

Conclusão

Uma BGR auto-polarizada compactada com alto PSRR é apresentada neste artigo. A tensão PTAT é implementada por um amplificador operacional com tensão de offset de entrada assimétrica, e a tensão de temperatura negativa é superposta para gerar uma tensão de referência de saída. Ao mesmo tempo, dois laços de realimentação, LNFL e GSBL, são realizados com as mesmas partes para estabilidade de temperatura, que reduz a complexidade estrutural. Isso leva à auto-suficiência de corrente de alimentação e melhoria de sensibilidade de fonte de alimentação com alto PSRR.