Codificação de metassuperfície anisotrópica com radiação ajustável de banda larga integrada e desempenho de baixa dispersão

Resumo

Neste artigo, propomos uma metassuperfície eletromagnética de codificação (EMMS) com radiação sintonizável de banda larga integrada e desempenho de baixo espalhamento. Elementos anisotrópicos demonstrando fases opostas sob x - e y - a incidência polarizada é investigada e codificada como elementos básicos “0” e “1”. Esses elementos são então organizados em um layout otimizado usando um algoritmo de recozimento simulado para realizar o EMMS. Desta forma, a difusão por difusão é realizada em banda larga. Enquanto isso, quando “0” e “1” são alimentados corretamente, o EMMS de codificação exibe radiação de banda larga linearmente ou circularmente polarizada com perfis simétricos. Resultados simulados e experimentais verificam que nosso método oferece uma maneira simples e engenhosa de integrar radiação de banda larga e baixo espalhamento em um EMMS de codificação única.

Histórico

Metassuperfícies eletromagnéticas (EM) (EMMSs), construídas artificialmente por partículas de subcomprimento de onda periódicas ou quase periódicas, são denotadas como uma versão de superfície de metamateriais tridimensionais [1, 2]. Em virtude de estruturas compactas, perfil baixo, boa forma conformada, baixo custo e fácil fabricação, os EMMSs foram extensivamente investigados e projetados para manipular ondas EM [3,4,5,6,7,8,9], como polarização, amplitude e fase.

Especialmente, EMMSs anisotrópicos estão mais prontos para atingir uma série de características interessantes que não são possíveis com os isotrópicos em algumas ocasiões. Para a engenharia de polarização, empregando partículas anisotrópicas para construir EMMSs de conversão de polarização reflexiva ou transmissiva, pode-se quase perceber polarizações arbitrárias de uma polarização específica, como polarização linear para polarização linear [10,11,12,13], polarização linear para polarização circular [14,15,16], polarização circular para polarização circular [17, 18], e assim por diante. Antenas polarizadas circularmente, dispositivos de controle de polarização e redução de seção transversal de radar (RCSR) podem ser ainda realizadas com base na manipulação de polarização. A absorção é uma forma comum de manipulação de amplitude. Através da mudança de orientações de lacunas relativas ou deslocamentos centrais vizinhos de ressonadores anisotrópicos de anel dividido de múltiplas camadas [19,20,21], pode-se ajustar as interações de campo próximo entre eles. Desta forma, baixa reflexão e transmissão podem ser obtidas simultaneamente para atingir uma absorção perfeita. Quanto à manipulação de fase, ao projetar delicadamente a geometria das partículas de subcomprimento de onda do EMMS, as descontinuidades de fase transmitidas através da superfície refletida ou transmitida podem ser alcançadas. Assim, muitos dispositivos EM fascinantes, como lentes de metassuperfície [22, 23], hologramas de metassuperfície [24, 25], camuflagem invisível [6], manipulação de spin-órbita [26, 27] e algumas outras interfaces funcionais [28,29 , 30,31], pode então ser realizado.

Recentemente, a codificação de EMMSs ganhou atenção intensiva como outro paradigma para a manipulação da propagação de ondas EM [32,33,34,35]. Os “bits codificados” são representados por partículas constitutivas com diferentes respostas de fase. Tome o EMMS de 1 bit como exemplo, os elementos codificados "0" e "1" são imitados por estruturas constitutivas com deslocamento de fase de 0 ° e 180 °, respectivamente. Por meio de uma certa mistura espacial desses elementos codificados, EMMSs de 2 bits, 3 bits e multibits podem ser subsequentemente realizados [36,37,38]. Com as demandas de multifuncionais e sintonizáveis de dispositivos EM, componentes selecionáveis e hardware de array de portas programáveis em campo estão incluídos no projeto de codificação EMMS. Conseqüentemente, EMMSs reconfiguráveis [39] e programáveis [40] são então obtidos. Com base no conceito de "codificação" mencionado acima, o EMMS de 0 bits, consistindo em apenas um tipo de elementos anisotrópicos, pode ser usado para alcançar a conversão de polarização [39], enquanto EMMSs de vários bits codificados por algoritmos de otimização podem ser usados para manipular o espalhamento de difusão desempenho, alcançando assim o RCSR [39].

Obviamente, os projetos de EMMS mencionados acima se dedicam principalmente a investigar o desempenho de espalhamento para ondas EM de entrada. Na verdade, se alimentados adequadamente, os próprios EMMSs podem atuar como antenas para irradiar ondas EM [41,42,43,44,45,46]. Além disso, para o melhor do conhecimento dos autores, os conceitos de "codificação" se concentram principalmente na avaliação de espalhamento, mas não estão incluídos no desempenho de radiação. Neste artigo, o EMMS proposto envolve radiação de banda larga e desempenho de baixo espalhamento simultaneamente. O EMMS é composto por elementos anisotrópicos, que possuem fases opostas sob x - e y -incidência polarizada. Esses elementos anisotrópicos são codificados como "0" e "1" e, em seguida, dispostos em uma certa sequência otimizada pelo algoritmo de recozimento simulado (SAA). Com base na teoria do conjunto de antenas [47], estruturas de alimentação apropriadas são adicionadas aos elementos de codificação "0" e "1" para realizar o desempenho de radiação desejado. Se os elementos “0” e “1” forem alimentados com a mesma amplitude e fase, a radiação linearmente polarizada (LP) pode ser alcançada. Enquanto se os elementos “0” e “1” forem alimentados com a mesma amplitude, mas com diferença de fase de 90 °, a radiação de polarização circular esquerda ou direita (L / RHCP) pode ser alcançada. Enquanto isso, o layout otimizado do EMMS resulta em desempenho de espalhamento de difusão de banda larga para a onda EM de entrada, o que é vantajoso para o RCSR bistático. Tanto a simulação quanto a medição provam que nosso método oferece uma estratégia simples, flexível e engenhosa para o projeto EMMS com radiação de banda larga integrada e baixo desempenho de espalhamento.

Métodos

A Figura 1 representa a geometria detalhada da codificação EMMS e os elementos anisotrópicos constitutivos. Duas camadas dielétricas FR2 (constante dielétrica de 2,65, tangente de perda de 0,002) são empregadas como substratos, denotados como substrato1 e substrato2. As duas camadas dielétricas são empilhadas de maneira firme e plana, sem qualquer espaço de ar entre elas. As espessuras dos substratos de cima para baixo são de 3 mm e 0,5 mm, respectivamente. Remendos metálicos em forma de gravata borboleta 4 × 4 são gravados na superfície superior do substrato 1 medindo 36 × 36 mm ² (igual a 0,66 λ ₀ × 0,66 λ ₀ a 5,5 GHz). A placa de aterramento metálico com uma fenda tão fina quanto possível (comprimento de 15,5 mm, largura de 0,2 mm) é gravada na superfície inferior do substrato2 para garantir uma reflexão absoluta. Aparentemente, as propriedades EM de tal elemento anisotrópico residem em seu arranjo físico. Com base no conceito de "codificação", o elemento anisotrópico mostrado na Fig. 1b é denominado como "1", enquanto sua contraparte (rotação de 90 ° em torno de z -eixo) é denotado como “0”. O layout do EMMS finalmente proposto é otimizado por SAA, que é um método para pesquisa local. A Figura 1d mostra o fluxograma do SAA para alcançar a matriz de codificação ideal. Ele começa com uma solução inicial que é modificada aleatoriamente em um processo iterativo. Os principais parâmetros do SAA envolvem a temperatura inicial T , a taxa decrescente α de cada processo de iteração, a temperatura final Tf , o número de iterações I , e a função de mérito. Em nosso modelo, definimos uma matriz de codificação inicial com igual número de “0” e “1”. Em seguida, é atualizado alterando as posições de um par arbitrário de “0” e “1”. Os parâmetros T , α , Tf , e eu são definidos como 100, 0,9, 0 e 1000, respectivamente. Para baixo desempenho de RCS, boa dispersão de difusão é esperada. Assim, nosso objetivo é encontrar a matriz de codificação ideal ( M _melhor ) levando a um padrão de dispersão desejado com o menor valor máximo. Assim, a questão é um problema mín-máx em que a função de mérito pode ser expressa como F ( M _melhor ) =Min (AF _max ), onde AF _max é o valor máximo de AF correspondente a uma determinada matriz de codificação. A matriz de codificação ideal corresponde ao AF mínimo _max , o que levaria a um desempenho de espalhamento de difusão perfeito. Geralmente, quanto maior for o tamanho do array, melhor será o espalhamento de difusão que obteremos. Aqui, escolhemos uma matriz que consiste em 4 × 4 elementos ( M = N =4). Finalmente, a matriz de codificação ideal é mostrada na Fig. 1a. Todas as simulações na análise a seguir, salvo indicação em contrário, são realizadas com o auxílio do software de simulação comercial Ansoft HFSS v.14.0.

Codificando EMMS e seu elemento anisotrópico constituinte. a O EMMS de codificação consiste em 4 × 4 peças de elementos anisotrópicos. Os números dos elementos “0” e “1” são iguais. Geometria esquemática do elemento anisotrópico “1” ( b ) e elemento “0” ( c ) ( a =9 mm, l =6 mm, m =1 mm, h 1 =3 mm, h 2 =0,5 mm). d Fluxograma do SAA para encontrar a matriz de codificação ideal

Para o caso da radiação, a excitação da porta concentrada e o limite da radiação são aplicados no elemento anisotrópico. Um SMA 50-Ω é conectado ao remendo retangular extremamente fino (comprimento de 13 mm, largura de 1,3 mm) através de um pequeno orifício no substrato2 para correspondência de impedância. A ranhura no aterramento metálico então entra em vigor acoplando energia ao EMMS anisotrópico superior para irradiar a onda LP EM. O coeficiente de reflexão S ₁₁ e os padrões de radiação são plotados na Fig. 2. Como claramente observado, a largura de banda para o casamento de impedância de -10 dB é obtida de 5 GHz a 6 GHz, implicando em uma largura de banda relativa de 18,2%. Um ganho de boresight estável variando de 6,97 dBi a 7,86 dBi é obtido sobre a largura de banda de impedância. Enquanto isso, perfis de radiação normais e simétricos são observados na direção lateral para os planos xoz- (E-) e yoz- (H-), como mostrado claramente na Fig. 2b-d.

Propriedades de radiação do elemento anisotrópico com excitação de porta concentrada. a Coeficiente de reflexão S ₁₁ e ganho de boresight versus frequência. Padrões de radiação 2D em b xoz- (E-) e c plano yoz- (H-). d Padrões de radiação 3D em 5,35, 5,5 e 5,75 GHz (da esquerda para a direita)

Para dar uma visão física do mecanismo de funcionamento, a corrente modal de superfície do elemento anisotrópico em 5,35 GHz e 5,75 GHz é representada graficamente nas Fig. 3a e b. Observe que as simulações realizadas nesta seção foram realizadas com o FEKO 7.0. Como mostrado claramente, a corrente de superfície do modo 1 e modo 2 se distribui principalmente nas manchas do meio, o que pode resultar em radiação lateral, enquanto que o modo 3 e o modo 4 indesejados se distribuem principalmente nas manchas de borda, o que pode resultar em nulos de radiação no lado largo. Além disso, a corrente de superfície do modo 1 e modo 3 flui ao longo do y -eixo, enquanto o do modo 2 e modo 4 flui ao longo do x -eixo. Além disso, as significâncias modais calculadas dos primeiros quatro modos característicos do elemento anisotrópico com e sem metassuperfície são ilustradas nas Fig. 4a e b. Podemos dizer pela Fig. 4b que quando a metassuperfície é aplicada ao elemento, o modo 1 e o modo 2 são ressonantes em 5,32 GHz e 5,72 GHz na banda de operação desejada, com qualquer de suas significâncias modais se aproximando da unidade. Assim, o modo 1 e o modo 2 são os pares de modos ortogonais fundamentais para gerar os padrões de radiação de banda larga e de lado largo.

Corrente modal de superfície do modo 1, modo 2, modo 3 e modo 4. a 5,35 GHz e b 5,75 GHz

Significado modal do elemento anisotrópico com ( a ) e sem ( b ) metassuperfície em forma de gravata borboleta

Para o caso de espalhamento, a excitação da porta floquet e os limites mestre / escravo são implementados no elemento anisotrópico para explorar as características de reflexão. Conforme plotado na Fig. 5, apenas um ponto de fase de reflexão de 0 ° surge em 9,38 GHz para o elemento “1”, enquanto pontos de fase de reflexão de 0 ° duplos aparecem em 4,75 GHz e 17,52 GHz para o elemento “0”. Assim, uma diferença de fase de reflexão efetiva é criada entre os elementos “0” e “1”, conforme indicado na parte cinza escuro na Fig. 5a. Enquanto isso, as magnitudes de reflexão mostradas na Fig. 5b se mantêm próximas a 1 em 2 ~ 18 GHz para ambos os elementos. É importante notar que uma zona oca para resposta de magnitude de reflexão é observada em torno da banda de trabalho (5 ~ 6 GHz) do elemento “0”. Isso é atribuído a parte da energia co-polarizada é absorvida pela estrutura de alimentação. Mesmo assim, o cancelamento de energia [47] pode ser bem obtido em banda larga. Conseqüentemente, RCSR de banda larga pode ser esperado.

Características de reflexão do elemento anisotrópico com excitação da porta floquet. a Fases de reflexão e diferença de fase entre os elementos “0” e “1”. b Magnitudes de reflexão

Resultados e discussão

Em certo sentido, o processo de espalhamento pode ser compreendido pela transformação da reflexão da onda EM em processo de re-radiação. Portanto, para um M × N Matriz EMMS, o princípio de trabalho para os casos de radiação e espalhamento pode ser interpretado pela teoria da matriz padrão [47]:
$$ {E} _ {\ mathrm {total}} =\ mathrm {EP} \ cdot AF =\ sum \ limits_ {m =0} ^ {M-1} \ sum \ limits_ {n =0} ^ {N -1} {\ mathrm {EP}} _ {\ left (m, n \ right)} \ cdot {e} ^ {j \ left [km \ Delta x \ sin \ theta \ cos \ varphi + kn \ Delta y \ sin \ theta \ sin \ varphi + \ phi \ left (m, n \ right) \ right]} $$ (1)
onde EP é a função padrão de um único elemento, AF é o fator da matriz, k é o número de onda, Δ x e Δ y são a distância entre os elementos adjacentes ao longo de x - e y -direcções, respectivamente, ϕ ( m , n ) é a fase do ( m , n ) elemento e θ e φ são a elevação e o ângulo de azimute de uma incidência. Para simplificar, os subscritos de E _rtotal e E _estotal nas análises a seguir indicam casos de radiação e espalhamento, respectivamente.

Para o caso da radiação, todos os elementos anisotrópicos atuam como radiadores quando alimentados adequadamente. Naturalmente, os elementos “0” e “1” produziriam dois campos elétricos polarizados ortogonalmente, nomeadamente EP _'0' ⊥ EP _'1' . Então, a polarização da onda EM irradiada do EMMS depende da amplitude e da fase das fontes de alimentação. Supondo que a potência de entrada de cada elemento seja igual, seria | EP _'0' | =| EP _'1' | ϕ ( m , n ) representaria a fase de entrada das fontes de alimentação. Portanto, ao longo da direção normal com ( θ , φ ) =(0 ^∘ , 0 ^∘ ), Eq. (1) seria simplificado como \ ({E} _ {\ mathrm {rtotal}} =8 \ left ({\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}} {e} ^ {j {\ phi} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}}} + {\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}} {e} ^ {j { \ phi} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}}} \ right) \) para o EMMS proposto. Se ϕ _'0' - ϕ _'1' =0 ^° ou ± 180 ^° , a radiação total seria LP dentro dos planos diagonais. Se ϕ _'0' está 90 ° à frente de ϕ _'1' , o campo irradiado total seria RHCP. Caso contrário, se ϕ _'0' cai 90 ° atrás ϕ _'1' , Radiação LHCP seria gerada. Para resumir, a polarização do campo irradiado do EMMS pode ser ajustada à vontade controlando as fases de entrada dos elementos “0” e “1”.

Para resumir o artigo, apenas dois casos representativos estão envolvidos na análise a seguir. Todos os elementos “0” e “1” são alimentados com a mesma potência em ambos os casos. Por um lado, em termos de ϕ _'0' = ϕ _'1' =0 ^° , Os desempenhos da radiação LP são obtidos conforme ilustrado na Fig. 6. Uma boa combinação de impedância é obtida de 4,97 GHz a 6,05 GHz (19,6% da largura de banda relativa), enquanto o ganho na direção normal varia de 12,6 dBi a 17,38 dBi na banda de operação. Os padrões de radiação simétricos são observados na direção lateral para os planos E e H, como mostrado claramente na Fig. 6b. Por outro lado, quando ϕ _'1' - ϕ _'0' =90 ^° , A radiação RHCP é observada como esperado. Conforme mostrado na Fig. 7, a largura de banda para S ₁₁ <- 10 dB e largura de banda de razão axial de 3 dB (ARBW) é 4,97 ~ 6 GHz e 5,22 ~ 6 GHz, respectivamente. A largura de banda comum para S ₁₁ <- 10 dB e 3 dB ARBW é de 5,22 GHz a 6 GHz (13,9% da largura de banda relativa), com ganho de boresight variando de 13,16 dBi a 15,8 dBi. Da mesma forma, perfis de radiação simétricos, laterais e normais são observados nos padrões de radiação 3D em 5,35, 5,5 e 5,75 GHz.

Propriedades de radiação linear do EMMS com “0” e “1” alimentados com igual magnitude e fase. a Coeficiente de reflexão S ₁₁ e ganho de boresight versus frequência. b Padrões de radiação LP 3D em 5,35, 5,5 e 5,75 GHz (da esquerda para a direita)

Propriedades de radiação RHCP do EMMS com "0" e "1" alimentados com magnitude igual e deslocamento de fase de 90 °. a S ₁₁ e AR versus frequência. b Ganho de boresight versus frequência. c Padrões de radiação 3D RHCP em 5,35, 5,5 e 5,75 GHz (da esquerda para a direita)

A partir das análises citadas, pode-se verificar que o EMMS proposto pode atuar como uma boa antena e irradiar nos modos de polarização linear e polarização circular alternativamente controlando as magnitudes e fases de entrada. Enquanto isso, os resultados simulados indicam que a largura de banda de trabalho do EMMS proposto se mantém bem em comparação com um único elemento anisotrópico, o que verifica a eficácia do nosso método proposto. Para obter uma visão intuitiva dos mecanismos de funcionamento do EMMS para diferentes modos de radiação, as distribuições do campo elétrico a 5,35 GHz com diferentes variantes de tempo são investigadas. É claramente mostrado na Fig. 8a que o campo E ressonante se distribui uniformemente entre os elementos “0” e “1” ao longo de todo o tempo conforme muda o tempo para a radiação LP. No entanto, para a radiação CP, os elementos “1” exibem densidade de campo mais forte na fase de 0 °, enquanto os elementos “0” prevalecem sobre os “1” na fase de 90 °. Assim, dois modos ortogonais com uma diferença de fase de 0 ° ou 90 ° são estimulados para realizar a radiação LP ou CP.

Distribuições de campo elétrico do EMMS em 5,35 GHz com diferentes variantes de tempo. a Caixa de radiação LP. b Caso de radiação RHCP

Para o caso de espalhamento, todos os elementos “0” e “1” atuam como dispositivos passivos. O layout aperiódico de elementos “0” e “1” otimizado por SAA visa alcançar desempenho de espalhamento de difusão. Aqui, para a Eq. (1), ϕ ( m , n ) representa a compensação de fase da onda refletida do ( m , n ) elemento. Em termos de nosso design proposto, ϕ ( m , n ) avalia 0 ° e 180 ° em correspondência aos elementos “0” e “1”, respectivamente. A fim de dar uma demonstração intuitiva da propriedade de baixo espalhamento do EMMS proposto, o resultado do RCS simulado versus frequência é demonstrado em comparação com uma placa metálica do mesmo tamanho. Como mostrado claramente na Fig. 9, a supressão de reflexão óbvia é obtida em uma banda larga de 5 GHz a 18 GHz. Um RCSR contínuo de 6 dB é alcançado quase de 5 GHz a 18 GHz (113,04% da largura de banda relativa). Dois redutores ocos RCS aparecem em torno de 5,9 GHz e 10,4 GHz, com um RCSR máximo atingindo 31,8 dB. Pode-se dizer pela Fig. 9e que o campo de espalhamento do EMMS se divide em oito pequenos feixes principais, o que está em concordância adequada com o resultado obtido pelo cálculo matemático na Fig. 9c. Comparado com a configuração tradicional do tabuleiro de xadrez (quatro lóbulos refletidos principais), mais lóbulos refletidos contribuem para cada feixe significativamente suprimido com base na conservação de energia. A Fig. 9f revela o mecanismo de funcionamento do EMMS. Pode-se observar que diferentes elementos ressoam de forma discrepante, o que produz a mudança de fase descontínua necessária e, finalmente, resulta na reflexão de difusão. As propriedades de espalhamento de EMMS sob incidência oblíqua também foram investigadas como mostrado na Fig. 10. Da mesma forma, em vez de forte reflexão especular para uma placa de metal do mesmo tamanho, o espalhamento de difusão é consecutivamente observado para EMMS com diferentes ângulos de incidência. Enquanto isso, como mostrado na Fig. 11, os padrões de espalhamento normalizados a 6 GHz com ângulos incidentes de 0 ° a 60 ° também são fornecidos para dar uma demonstração intuitiva da reflexão de difusão. Para concluir, o EMMS proposto demonstra desempenho de espalhamento por difusão em banda larga, conforme esperado.

Propriedades de espalhamento de difusão do EMMS sob incidência normal. a Seção transversal do radar versus frequência em comparação com uma placa de metal do mesmo tamanho. Padrões de dispersão calculados pela Eq. (1) para placa de metal ( b ) e EMMS ( c ) Padrões de espalhamento obtidos por simulações de onda completa a 6 GHz para placa de metal ( d ) e EMMS ( e ) f Distribuição de corrente de superfície através do EMMS a 6 GHz

Propriedades de espalhamento de difusão do EMMS sob incidência oblíqua a 6 GHz. a - d Padrões de dispersão de placa de metal com um ângulo de incidência de 15 ° ( a ), 30 ° ( b ), 45 ° ( c ), e 60 ° ( d ) e - h Padrões de dispersão de EMMS com um ângulo de incidência de 15 ° ( e ), 30 ° ( f ), 45 ° ( g ), e 60 ° ( h )

Padrões de espalhamento normalizados sob incidência oblíqua em 6 GHz. a - e Padrões de dispersão de placa de metal com um ângulo de incidência de 0 ° ( a ), 15 ° ( b ), 30 ° ( c ), 45 ° ( d ), e 60 ° ( e ) f - j Padrões de dispersão de EMMS com um ângulo de incidência de 0 ° ( f ), 15 ° ( g ), 30 ° ( h ), 45 ° ( i ), e 60 ° ( j )

Para validar o desempenho de radiação e espalhamento mencionado acima, uma amostra de codificação EMMS 4 × 4 foi fabricada usando tecnologia de placa de circuito impresso padrão (PCB). A medição foi realizada em câmara anecóica para minimizar a interferência do ruído. Para o caso de radiação, um RS2W2080-S e dois divisores de potência RS8W2080-S são conectados em sequência para distribuir igualmente o sinal em 16 portas, enquanto cabos coaxiais com comprimentos diferentes são utilizados para fornecer mudança de fase de 90 ° entre "0" e "1 ”Elementos, como mostrado na Fig. 12. As larguras de banda medidas para S ₁₁ ≤ - 10 dB e ARBW de 3 dB mostrado na Fig. 13a são 4,96 ~ 6,02 GHz e 5,22 ~ 6,02 GHz, respectivamente. A largura de banda comum é de 5,22 GHz a 6,02 GHz (14,2% da largura de banda relativa), o que está de acordo com os resultados simulados. Os padrões de radiação normalizados em 5,35 GHz e 5,75 GHz são representados nas Fig. 13b e c. Correspondendo à previsão de simulação, a radiação simétrica, direcionada normal e RHCP é observada na direção lateral. Os níveis medidos do lóbulo lateral são pelo menos 10 dB mais baixos do que os níveis do lóbulo principal. Além disso, os campos do RHCP são sempre mais fortes do que os do LHCP em mais de 18,6 dB na direção do boresight. Assim, pode-se concluir que o EMMS atinge um bom desempenho de radiação RHCP conforme o esperado.

a , b Fabricação da vista superior de amostra EMMS ( a ) e vista lateral ( b ) c Divisor de potência. d Configuração de medição básica para espalhamento

Radiação medida e propriedades de espalhamento do EMMS. a Medido S ₁₁ e AR. Padrões de radiação normalizados em 5,35 GHz ( b ) e 5,75 GHz ( c ) d Redução de reflexão medida do EMMS em comparação com placa de metal completa

Para o caso de espalhamento, a amostra EMMS foi colocada verticalmente no centro de uma plataforma de espuma, enquanto duas antenas tipo corneta piramidal LP idênticas trabalhando a 1 ~ 18 GHz foram colocadas adjacentemente como transmissor e receptor, respectivamente. Um pedaço de material absorvente é colocado entre as duas pontas para reduzir o acoplamento indesejado. Os centros da amostra e dois chifres estão na mesma altura, e a distância entre eles é grande o suficiente para satisfazer as condições de teste de campo distante. A calibração da linha de reflexão da porta também foi empregada para eliminar ainda mais os sinais indesejáveis no ambiente. As duas antenas de chifre são conectadas às duas portas do VNA Agilent N5230C para avaliar a potência refletida nos coeficientes de transmissão. Conforme plotado na Fig. 13d, um RCSR de 6 dB considerável em comparação com uma placa de metal do mesmo tamanho é obtido de 5 GHz a 18 GHz (113% da largura de banda relativa), enquanto mais de 10 dB RCSR é alcançado na banda de 5,6 ~ 6,5 GHz (14,9% da largura de banda relativa), 9,2 ~ 13,5 GHz (37,9% da largura de banda relativa) e 15,9 ~ 18 GHz (12,4% da largura de banda relativa). Dois picos RCSR aparecem em torno de 6,1 GHz e 10,2 GHz com valor de 25,9 dB e 30,6 dB, respectivamente. Os resultados medidos concordam bem com os simulados, que verificam o desempenho de baixo espalhamento de banda larga do EMMS.

Comparações entre o projeto proposto e o projeto de antena anterior baseado em metassuperfície foram feitas na Tabela 1. Em particular, [42, 45] demonstra o desempenho do arranjo de antenas, enquanto outros da antena única. Como mostrado claramente, o EMMS proposto produz um RCSR de banda ultralarga envolvendo dentro e fora da banda, ao mesmo tempo em que atinge radiação sintonizável em banda larga simultaneamente.

Conclusões

Este artigo apresenta um novo EMMS de codificação com radiação sintonizável de banda larga integrada e desempenho de baixo espalhamento. Um elemento anisotrópico com fases intrinsecamente opostas sob incidência polarizada diferente é adotado como o elemento constituinte. Estruturas de alimentação adequadas permitem que o elemento anisotrópico atue como radiador. Ao controlar as amplitudes e fases de entrada com base na teoria do conjunto de antenas, a radiação LP, LHCP ou RHCP pode ser obtida à vontade. Além disso, o layout otimizado do EMMS contribui para o desempenho de difusão de difusão em banda larga, o que resulta em RCSR em banda larga. Assim, radiação de banda larga e desempenho de baixo espalhamento podem ser alcançados simultaneamente no EMMS proposto, que oferece uma estratégia simples, flexível e eficaz para resolver o conflito entre radiação e espalhamento. Vale ressaltar que o EMMS pode ser composto de outros elementos anisotrópicos alternativos. Algum valor de aplicação pode ser esperado em antenas reconfiguráveis de polarização, discrição de alvo e assim por diante.

Abreviações

ARBW:: Largura de banda de proporção axial
EM:: Eletromagnética
EMMS:: Metassuperfícies eletromagnéticas
L / RHCP:: Polarização circular esquerda ou direita
LP:: Linearmente polarizado
PCB:: Placa de circuito impresso
RCSR:: Redução da seção transversal do radar
SAA:: Algoritmo de recozimento simulado

Microestrutura e propriedades mecânicas de compostos de matriz de titânio reforçados com óxido de grafeno sintetizados por sinterização prensada a quente Heteroestrutura ReS2 / GaAs Saturable Absorber Passivamente Q-Switched Nd:YVO4 Laser

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